宽带网络SOQPSK突发波形

2018-12-19林1孙锦华2

电讯技术 2018年12期

许林1,孙锦华2,刘奕

(1.中国西南电子技术研究所，成都 610036；2.西安电子科技大学综合业务网理论及关键技术国家重点实验室，西安 710071；3.电子科技大学格拉斯哥学院，成都 611731)

1 引言

传统空基链路通常采用相移键控等线性调制，为了充分发挥机载端机有效功率，其功率放大器需要工作在饱和区(即非线性状态)，由调制带限引起的非线性会再次引起频谱扩展，并且带限越厉害，非线性扩展越严重[1-3]。空基网络通信系统对高机动条件下的高速数据传输能力、多用户高效接入能力及终端小型化、低功耗都提出了更为苛刻的要求，发展功率效率高、频谱利用率高的新型空基网络数传体制已经成为空基通信领域的一个重要发展方向。

成形偏移四相相移键控(Shaped-Offset Quadrature Phase-Shift Keying,SOQPSK)是以偏移四相相移键控(Offset Quadrature Phase Shift Keying，OQPSK)和连续相位调制(Continuous Phase Modulation,CPM)技术为基础发展起来的一种连续相位恒包络数字调制技术[4-8]。采用SOQPSK 恒包络调制一方面能满足机载通信中对带外辐射的严格要求，另一方面还可以有效克服高功率放大器(High-power Amplifier,HPA)的非线性扩展。同时，为增强系统低信噪比接收性能，设计了一种基于Turbo乘积码(Turbo Product Code，TPC)的扩频SOQPSK宽带网络波形体制，构建了导频和数据联合帧结构，利用译码器输出的软信息来改善载波同步的性能，通过迭代操作和联合解调、解扩，增强了系统的高精度同步性能，实现了高机动条件下的宽带网络系统在低信噪比下的可靠传输性能。

2 SOQPSK的简化接收机

SOQPSK是CPM的一种特殊调制方式。一般的二进制CPM信号可以表示为

(1)

式中：Eb和Tb分别为比特能量和持续时间(P=Eb/Tb为信号功率);fc为载波频率;φ(t,α)为已调信号相位，

(2)

式中：α=(…,α-2,α-1,α0,α1,α2,…)为独立同分布的数据序列，其元素等概地取值±1；h=2ΔfTb为调制指数，Δf为载波的峰值频率偏移；q(t)为归一化相位平滑响应。对于SOQPSK，αi∈(-1,0,1)，h=1/2，q(t)取矩形脉冲成型对应的相位响应时即为MIL-STD SOQPSK信号。不失一般性，任意常数相位φ0可以假定其为零。

一般CPM调制的最佳检测器必须是最大似然序列形式的接收机而不是逐符号检测，因此SOQPSK的最佳接收机采用Viterbi算法。图1 给出了MIL-STD SOQPSK的最佳接收机结构，该Viterbi接收机包含一组8个匹配滤波器(I信道和Q信道上各4个)及4状态网格解码器。

图1 MIL-STD SOQPSK的最佳接收机Fig.1 MIL-STD SOQPSK optimal receiver

为了减少最佳接收机的复杂性，同时不严重牺牲功率效率，可以根据波形的相似性建立简化的维特比接收机。用平均波形去进行匹配滤波，可得到简化的两状态维特比接收机。为了与编码有效结合，进一步选择MAP算法进行SOQPSK信号的解调。图2给出了基于简化波形集利用MAP算法解调的误码性能，可以看出，与LOG-MAP算法相比，MAX-LOG-MAP算法的性能损失在0.1 dB之内。而且，在接收端采用该算法可以忽略信道信噪比的参数估计偏差，即不需要进行信道估计，易于硬件仿真的实现。

图2 LOG-MAP算法与MAX-LOG-MAP算法性能比较Fig.2 Performance comparison between LOG-MAP algorithm and MAX-LOG-MAP algorithm

3 基于TPC编码的扩频SOQPSK宽带网络波形

对于空基通信，需要系统具有较强的抗截获能力。空间通信系统往往采用扩频通信方式，直扩通信技术可以提高系统的扩频增益，从而保证系统在极低信噪比环境下的传输性能。因此，我们考虑采用基于TPC编码的扩频SOQPSK波形。在实际通信过程中，由于收发两端的相对移动速度较快，接收信号中往往存在较大的多普勒频偏，因此，需要对接收信号进行载波估计和信号补偿，才能保证信息的有效传输,其中采用的最大似然载波同步技术见文献[9]。图3给出了我们设计的基于TPC编码的扩频SOQPSK宽带网络波形的发射与接收系统框图。

图3 基于TPC编码的扩频SOQPSK的发射与接收系统框图Fig.3 Transmission and reception system block diagram of spread spectrum SOQPSK based on TPC coding

在发射端，系统产生的二进制信息比特流首先经过TPC编码及(2,1)扩频产生数据子帧，在N个数据子帧中等间隔地插入导频序列，之后进行SOQPSK调制，发送到信道上，导频和数据复用的帧结构如图4所示。在接收端，接收符号首先通过解复用，将导频符号与信息符号分离，将导频符号经过去调制，得到去调制信息后的导频序列，并进行平均周期法FFT变换，将其最大值对应的频率作为频偏的粗估计结果；之后，采用基于等间隔导频符号设置的ML频偏估计算法，在粗估计频偏值附近进行细估计搜索，以提高估计精度，实现有效载波同步；再经过解调解扩译码，恢复得到信息序列。

图4 数据帧结构Fig.4 The data frame structure

本方案在实现载波同步时，各子帧的载波同步是分别进行估计并补偿的。首先利用第一子帧的导频符号进行载波偏差粗估计和细估计，得到第一子帧的频偏细估计值和相偏细估计值。经计算，在2 ms突发帧长内，除了固定频偏外，7 kHz/s的多普勒变化率造成的频率偏移可以忽略不计。因此，对于除第一子帧外的其余子帧，可以直接以第一子帧的频偏细估计值作为当前子帧的频偏细估计值，当前子帧的导频符号只做相偏细估计。

值得注意的一点是，在本方案的相偏细估计中，不用考虑载波偏差值在前面子帧中的累积作用。例如对第二子帧分析，假设接收信号为

r(t)=x(t)exp(j2πΔft+φ)+n(t)=

x(t)exp(j(2πΔf(t+t0)+φ))+n(t) 。

(3)

式中：在导频发送期间x(t)=p(t)(p(t)是导频对应的发送信号)，在数据发送期间x(t)=d(t)(d(t)是数据对应的发送信号)，t0为前面子帧占用的时长，t为当前子帧中的时间变量，φ为信道引入的相位偏差，n(t)为噪声分量。去调制后的导频信息为(假设忽略噪声影响)

z(t)=p(t)p*(t)exp(j(2πΔf(t+t0)+φ))=

p(t)p*(t)exp(j2πΔft+2πΔft0+φ))=

p(t)p*(t)exp(j(2πΔft+fi)) 。

(4)

式中：fi=2πΔft0+φ,即由载波频偏值Δf在前面子帧中产生的累积相偏，在第二子帧中，和相位偏差φ合在一起，看作一个固定的相位偏差值，由相位细估计搜索得到，并在进行载波偏差补偿时，可直接对当前子帧进行补偿。

4 仿真与分析

为了验证所设计的基于TPC编码的扩频SOQPSK宽带网络波形及系统同步方案的性能，在Matlab平台上进行了仿真。系统参数见表1。

表1 仿真参数Tab.1 Simulation parameters

采用码率为0.660 2、子码为(32,26)TPC编码，符号速率为4 Mbit/s，构成(32,26)TPC-(2,1)扩频-SOQPSK调制波形。

为了验证本文提出的导频与数据分插的同步方案，以第一子帧为例，264个导频符号中导频符号数256个，8个归零符号是SOQPSK调制相位状态归零所需要的。一个(32,26)TPC块经过(2，1)扩频后共1 024符号，分别按照图5所示的导频连续插入和导频数据分插两种不同导频设置方案来验证系统性能。系统BER性能如图6所示。

图5 两种不同导频设置方案Fig.5 Two different pilot setting schemes

图6 不同导频设置下误比特性能Fig.6 Bit error rate performance under different pilot settings

由图6可知，在导频开销一定的情况下，等间隔导频符号设置比连续插入导频符号的性能要优越很多，当分块数B>1时，频偏估计精度会随着B的增加而提高，但考虑到工程的实现，分插导频块数也不宜过多。

在多普勒变化率较小的情况下，其余子帧可以不做频偏估计，只做相偏估计，但在多普勒变化率较大的情况下，对每个子帧所引起的频率偏移是不能忽略的，因此其余子帧必须要单独做频偏估计和相偏估计。考虑为适应多普勒变化率较大的情况，建议其余子帧采用等间隔导频符号设置，且与连续导频符号设置相比，由于导频符号数量一致，所需的处理运算量也相同，即不会带来运算复杂度的增加。

最后对系统的误码性能进行仿真，结果如图7所示。可以看到，采用所设计的载波同步方案与理想同步性能非常接近，性能损失在0.1 dB以内，在BER为10-6时所需Ec/N0=0.65 dB(已折算TPC码率)，对于信息而言Eb/N0=Ec/N0+3 dB=3.65 dB，达到了指标要求。