一种共面结构的引线框架模型设计

通富微电子股份有限公司 王洪辉

南通大学专用集成电路设计重点实验室 孙海燕

本文以QFP80引线框架为研究对象，通过对传递关键信号的框架引脚进行内嵌式共面传输线结构设计，可以明显提升其传输带宽，仿真结果表明，具备共面传输线结构引线框架的最高工作频率为4.8GHz@S11=-15dB，12.2GHz@S21=-1dB，共面传输线结构明显提升了引线框架的可封装带宽。

一、简介

随着集成电路工作速度、工作频率的不断上升，集成电路封装中互连结构的尺寸与信号工作波长接近，互连结构上不同点处的电平有着很大差异，导体对信号的响应不仅是时间的函数，同时也是该点到信号入射点距离的函数，这种互连结构上所呈现出的波动效应已成为高性能集成电路封装中影响信号完整性和整个系统性能的主要因素，尤其是在高集成度、高密度的射频多芯片组件封装中。

本文以QFP80引线框架封装为对象，研究其内嵌式共面传输线结构设计。较其他外形的引线框架封装而言，选取QFP系列封装作为集成电路封装的优化对象具有以下优势：

（1）与SOP系列封装相比，QFP具备较大的面积，可根据多芯片的布局要求，灵活的对内部载片台的面积进行优化，同时使键合线布线更趋于合理化。

（2）与QFN系列封装相比，QFP具有更多的外引脚数量，可以实现较大规模的多芯片组件封装要求，同时可以提供更多的引脚作为GND用途使用以满足共面传输线结构的设计要求。

（3）QFP具备较宽的引脚和引脚间距，其优越的内部空间为优化设计的开展提供了保障。

二、引线框架建模

本文选取数量适中的80引脚的传统QFP封装作为研究对象，如图1所示，整个封装结构由框架引脚、中间载片台和塑封体组成，其中载片台除了安放集成电路芯片外，在射频多芯片组件封装通常还作为GND使用。从图1(a)中可知，传统框架中的部分引脚设计为弯曲和直角结构，除了受限于设计空间外，主要是提高产品的可靠率，与直线引脚结构相比，具有弯曲或直角的引脚可以勾住凝固后的塑封体，从可靠性的角度保证了产品的质量，但从信号的完整性而言，直角和弯角将造成整个传输通道上的阻抗不连续，形成信号的多重反射，影响信号的质量。

图1 (a)标准结构；(b)构思的共面传输线结构

根据前面的分析，在不改变传统的塑封磨具、不改变传统的塑封生产工艺、维持现有生产成本的前提下，本文对传统的QFP80引线框架的优化构思模型如图1(b)所示（图中任意选取了三根引脚作为优化定制对象）。从图中可知，构思封装模型的长度、宽度和高度和传统的QFP80引线框架封装一样，这样就确保了封装磨具和封装工艺与传统QFP80的一致性避免了设备的升级换代，维持了现有的封装成本（Jessie D,Larson L.Conformal mapping for buried CPW with finite grounds[J].Microwave Theory and Techniques,IEEE Transations on,1969,17(5):259-265;Ryuichi Oikawa,A Low-cost Wire-bonding Package Design with Package Built-in Three-dimensional Distributed Matching Circuit for over 5Gbps SerDes Applications[J].2009 Electronic Components and Technology Conference,2009:1098-1105;Ryuichi Oikawa,A Low-cost Wire-bonding Package Design with Package Built-in Three-dimensional 2009 Electronic Components and Technology Conference,2009）。

对比图1(a)和图1(b)，结合共面传输线结构的基本原则分析，基于构思模型的QFP80引线框架传统的QFP80引线框架的区别重点突出在以下方面：

（1）构思模型中，关键的信号引脚被设计成为135度走线，并保持整个引脚的宽度为某一参数。这样优化的好处是135度走线可以保持良好的阻抗连续性，同时也可以在塑封料固化时钳住塑封体以保持可靠性。

（2）关键信号两侧的GND引脚被重新设计，两侧GND引脚与中间信号引脚的间距被优化为某一参数并保持恒定，根据共面传输线理论，共面传输线的特征阻抗除了与塑封材料的介电常数、塑封体的厚度和信号引脚的宽度和厚度有关外，还重点与两侧GND的间距密切相关，保持间距不变是维持阻抗连续性的一个必要条件。

（3）较传统的QFP80引线框架而言，构思模型中关键信号引脚和两侧GND引脚被延长，其中两侧GND引脚被延长与框架载片台相连，一方面可以减少键合金丝的使用，既降低了芯片键合的复杂性，又降低了封装中的金丝成本；另一方面减少了封装中回路的电感，有效提高封装带宽。

结合传输线理论，共面传输线结构的有效介电常数εeff和特征阻抗Z0可分别表示为公式(1)和公式(2)（Darryl Jessie,Lawrence Larson.An Improved Leaded Small Outline Package and Equivalent Circuit[J].IEEE.Microwave And Wireless Components Letters,2003,13(7):273-275;H.Shi,J.Feng,W.Beyene,and X.C.Yuan,A Robust Physical Model Extraction Method For A Memory Devicewith Differential Routed Package Traces,In Proc[J].IEEE 13th Top.Electrical Performance Of Electronic Packaging Meeting,2004:135-138）。

其中C0代表波在自由空间的传播速度，Ctop_air代表无塑封体介质情况下上表面形成的电容，Ctop_dielectric代表有塑封体介质情况下上表面形成的电容，Cbottom_air代表无塑封体介质情况下导体下表面形成的电容，Cbottom_dielectric代表有塑封体介质情况下导体下表面形成的电容，Cparallel_air代表无塑封体介质情况下的电容，Cparallel_dielectric代表有塑封体介质情况下的电容。

三、仿真分析

图2所示为标准QFP80的3D封装模型，绑定线将框架内引脚和集成电路芯片相连，框架外引脚连接到PCB板的传输线上，封装通道由PCB传输线、框架引脚及绑定线组成。

图2 标准QFP80的3D封装模型

从图2中可知，该模型没有包含集成电路芯片和键合线两个主要组件，主要是为了单独分析传统框架引脚对射频信号的传输能力。图中每个信号通道两端各接50Ω标准阻抗，其余通道均作为GND使用（孙海燕,孙玲.一种LQFP64引线框架封装的优化设计[J].电子与封装,2011,11(09)）。

图3 G-S-G模式仿真波形图：(a)S11；(b)S21

为了方便地评估信号的传输带宽，定义S11（回波损耗）等于-15dB、S21（插入损耗）等于-1dB为参考标准。图3所示为G-S-G仿真后的波形对比图，从图3(a)中比较可知，G-S-G模式下，S11在1.58GHz等于-15dB，同样在图3(b)中，G-S-G模式下，S21在8.4GHz等于-1dB。

图4所示进一步给出了常规共面传输线结构的QFP80引线框架封装3D模型，同样为了单独分析由S1、S2和S3组成的共面传输线结构对射频信号传输的影响，该模型中也没有包含集成电路芯片和键合线两个主要组件，其中信号通道S2两端各接50Ω阻抗，其余通道均作为GND使用。从图中可知，优化模型中对构筑共面传输线结构的三根引脚进行了重新设计，在工艺条件允许的情况下最大限度的增加了引脚长度，布局上将GND引脚与框架直接相连以达到降低回路电感的目的。

图4 具有常规共面传输线结构的QFP80封装模型

对比图3，优化模型与传统的QFP80封装模型在封装尺寸、塑封体尺寸、引脚厚度和封装材料等方面保持一致，从而保证的封装磨具、封装工艺的统一性。此外，为了最大限度的实现阻抗匹配，在设计上保证中心信号引脚的宽度、信号引脚与两侧GND引脚的间距分别维持为某一变量，并且将该变量参数化，利用HFSS软件完成参数化扫描仿真，找到最理想结果，该结果对应的参数即为最优的物理结构值。

表1以信号通道S2的宽度为参变量列出了6种仿真方案，为了保证优化设计的共面传输线结构所占空间与优化前相当，此处结合QFP80引线框架加工工艺，将内部最大可利用空间设置为一常数，该常数等于0.660mm，因此当信号通道S2的宽度确定后，则其与GND相应的距离也一并确定。

表1 具有常规共面传输线结构的QFP80封装模型参数设置

图5所示为仿真得到的回波损耗S11和插入损耗S21。从图5(a)中回波损耗曲线可得，方案1中，S11曲线首次跨越-15dB的临界频点为1.9GHz；方案2中临界频点为3.1GHz；方案3中临界频点为4.6GHz；方案4中临界频点为4.8GHz；方案5中临界频点为3.8GHz；方案6中临界 频点为2.6GHz。方案1到方案4呈现带宽递增的趋势，其中方案3和方案4的频点相当，但方案4的低频段回波损耗更小；方案4到方案6呈现带宽递减的趋势，其中要注意的是方案6，该参数配置中信号通道S2与两侧GND引脚的距离为0.130mm，小于工艺加工时对QFP80引线框架最小间距0.15mm的要求，此处仿真结果仅用来说明整个配置方案的带宽变化趋势，因此由回波损耗的变化趋势可得，方案4中的参数接近于最优结构的物理值。同理，从图5(b)中的插入损耗曲线分析可得，方案1中，S21曲线首次跨越-1dB的临界频点为9.9GHz；方案2中临界频点为10.1GHz；方案3中临界频点为10.5GHz；方案4中临界频点为12.2GHz；方案5中临界频点为8.7GHz；方案6中临界频点为7.7GHz。对比回波损耗S11波形，插入损耗S21所呈现的带宽趋势与其一致进一步验证了方案4中的参数接近于最优结构的物理值，与图3所示中G-S-G模式下S11和S21相比，方案4的可封装带宽较传统引线框架大幅提高，且优势明显。

图5 具有常规共面传输线结构的QFP80仿真波形图：(a)S11；(b)S21

四、结论

本文以QFP80为对象，分析了传输线模型较传统的RLCM集总参数模型在射频引线框架封装中的优势，并分析了其内嵌式共面传输线结构设计的可行性，并用准静态的方法从理论上分析了该结构的阻抗特性。同时，本文借助仿真软件HFSS对具有常规共面传输线结构的引线框架进行了建模设计和仿真设计，并进行了优化设计。仿真结果表明：具有常规共面结构的引线框架可大幅提高其射频传输性能。