合并功率平滑功能的虚拟同步发电机控制*

2018-11-13张鸿博蔡晓峰于宁

电测与仪表 2018年21期

张鸿博，蔡晓峰，于宁

(1.华北水利水电大学电力学院，郑州 450045； 2.河南工程学院机械工程学院，河南新郑 451191；3. 国网辽宁省电力有限公司大连供电公司，辽宁大连 116021)

0 引言

近年来，以可再生能源为基础的分布式发电得到了快速发展，分布式电源大多需要通过逆变器接入电网,相比传统同步发电机,其具有控制灵活、响应迅速等优点,但也存在缺少惯性和阻尼等不足[1]。为改善并网逆变器的性能，有学者提出了虚拟同步发电机(Virtual Synchronous Generator，VSG)技术[2-4]，该技术通过模拟同步发电机的运行机理和外特性，使分布式电源具有类似同步发电机的转动惯性、一次调频、一次调压等特性，降低分布式电源对电网的不利影响，为分布式电源的友好并网提供了良好途径。

目前已有不少文献对虚拟同步发电机技术开展了研究[5-6]，但研究内容主要集中在虚拟发电机策略本身，而在拓展虚拟发电机功能上的研究则很少。但作为一种电力电子装置，VSG在借鉴同步发电机优点的同时，还应尽可能地发挥电力电子装置的优势，拓展其功能。由于虚拟转动惯量的需要，VSG一般在直流侧配置储能电池[7]，而储能电池在电网中往往还要担负平滑有功功率波动(Active Power Smoothing, APS)的作用[8]，如果能在VSG型逆变器中集成平滑功率波动的功能，则可以更好的发挥储能装置的作用。基于此，提出了VSG与并网功率平滑控制相结合的并网逆变器控制策略，拓展并网逆变器的功能，更大程度地发挥储能装置的效益。

1 并网逆变器的VSG控制策略

图1为并网逆变器的结构示意图, 图中Udc为逆变器直流侧储能电池电压，Li、Lg为输出滤波器的电感,C为滤波器电容,Rc为阻尼电阻。

图1 并网逆变器结构图

并网逆变器的VSG控制算法如下[2,4]:

(1)

式中Tm和Te分别为机械转矩和电磁转矩;Pm和Pe分别为机械功率和电磁功率;D为定常阻尼系数; Δω为电角速度差, Δω=ω-ωn;ωn和ω分别为额定电角速度和实际电角速度;J为同步发电机的转动惯量;θ为电角度;ek,uk,ik(k=a,b,c)分别为k相感应电动势、定子端电压和定子电流，r和L分别为定子电枢电阻和电感。

2 VSG与功率平滑控制器的结合

图2为所研究的微电网结构示意图，带储能的逆变器挂在PCC处，逆变器首先需要实现虚拟同步发电机的功能，同时还需用来对微电网的输出功率进行平滑。

图2 微电网结构图

图2中Pmg是微电网输出的原始功率；Ps是经过储能系统平滑后的并网功率；Pb是储能系统发出的功率，Pb为正时电池放电，Pb为负时电池充电。

2.1 虚拟同步发电机功能实现

虚拟同步发电机功能由SVG算法实现，VSG有输出电流控制和输出电压控制两种实现方式[3]，为了便于和功率平滑功能结合，采用输出电流控制方式，算法原理如图3所示。

图3 VSG指令电流计算原理图

图3中，Pset和Qset为有功功率和无功功率的给定；Pe和Qe为VSG输出的有功功率和无功功率；Dp为有功-频率下垂系数；Dq为无功-电压下垂系数；Uo为输出电压有效值；Un为额定电压有效值。

图3中模块1对应转子运动方程，模块2对应定子电气方程，模块3为有功调节模块，模块4为无功调节模块，这两个模块分别引入了有功-频率下垂控制和无功-电压下垂控制，使得VSG具有了类似真实同步发电机的下垂控制能力，方便了VSG的功率调节，也使得VSG并联运行时的功率分配变得容易实现。

2.2 功率平滑器功能实现

功率平滑功能通常根据一阶低通滤波原理实现[9]，如图4所示。

图4 功率平滑原理图

Ps=Pmg×1/(1+Ts)

(2)

式中T为低通滤波器的时间常数。储能系统发出的功率Pb为：

Pb=Ps-Pmg

(3)

根据瞬时无功功率理论，在αβ坐标系中有[10]：

p=uαiα+uβiβ

q=uβiα-uαiβ

(4)

(5)

功率平滑控制通常是针对有功功率的，因此令q=0，带入上式可得：

(6)

因此功率平滑控制指令电流可由图5生成。在αβ坐标系中进行功率平滑指令电流的计算可避免坐标旋转变换，从了省略了锁相环节，简化了算法。

图5 功率平滑指令电流生成

2.3 虚拟同步发电机与功率平滑器的结合

通过计算得到的VSG指令电流以及有功功率平滑指令相加作为目标指令电流进行跟踪，即可实现虚拟同步发电机与功率平滑器的结合。

图6 目标指令电流合成

3 输出滤波器

为了抑制入网电流谐波，并网逆变器通常采用单电感L 型滤波器或LCL 型滤波器。在滤波电感值相同的情况下，LCL 型滤波器滤除高次谐波的效果明显好于L 型滤波器[11]，故针对并网逆变器加LCL 型滤波器。为抑制LCL滤波器的谐振，采取无源阻尼来保证系统稳定性，单相LCL滤波器的电路模型如图7所示，LCL滤波器参数为：Linv=2 mH、Rinv=0.4 Ω、Lg=1 mH、Rg=0.2 Ω、C=10 μF、RC=10 Ω。

利用Matlab绘制滤波器的伯德图，滤波器谐振频率在1.6 kHz附近，谐振频率处增益为-28 dB，阻尼作用显著，可有效抑制谐振现象。

图7 LCL滤波器电路模型及其伯德图

4 指令电流的跟踪控制

对于指令电流的跟踪控制可以采用滞环控制、比例积分(PI)控制、比例谐振(PR)控制[12]、重复控制[13]等，滞环控制开关频率不固定；PI控制需要旋转坐标变换；而PR控制和重复控制可在静止坐标系中实现，且不存在开关频率不固定的问题。文中采用重复控制，为改善重复控制的动态性能，将PI控制与重复控制相结合[14]，并在两相静止坐标系中实现[15]，同时为抑制电网电压对并网电流的影响，还引入了电网电压前馈，控制原理图如图8所示。

图8 控制原理图

图中GLCL(z)为控制对象离散化传递函数, 在这里也就是LCL滤波器的离散化传递函数，使用零阶保持器法对LCL滤波器进行离散化。GPI(z)为PI 控制器离散化传递函数；N为每周期的采样点数；iαβ_obj为指令电流，iαβ为控制对象输出电流。

iαβ_obj=Tabc/αβiabc_obj

对于PI控制与重复控制相结合的方式，首先需要进行PI控制器参数设计。解决了LCL 的谐振问题后，可近似按照L滤波器的设计方法来设计PI控制器[16]，则单考虑PI控制时指令电流跟踪控制原理图如图9所示。

图9 单PI控制时电流环模型

图中τs代表PWM控制延时；τf代表反馈滤波和采样延时；文中都近似取为1个采样周期(文中一个采样周期Ts=0.5×10-4s)，Kp和KI分别代表比例和积分控制系数；L=Linv+Lg=3 mH，R=Rinv+Rg=0.6 Ω。

文献[17]分析表明，满足:

Ki/Kp=R/L

(7)

图9所示的控制系统闭环传递函数可表示为：

(8)

这是一个典型的二阶系统，将阻尼系数ξ取为最佳阻尼比0.707，并结合式(7)，求解可得:

Kp=15,Ki=3000。

按零阶保持器法对PI控制器离散后传递函数为(离散周期Ts=0.5×10-4):

(9)

图10 Geq(z)的伯德图

从图10来看，由于LCL滤波器采用了无源阻尼，Geq(z)不存在谐振峰，且经过PI环节的校正，Geq(z)在0～2 000 rad/s的频段，基本为零增益，所以这里Geq(z)可以不用补偿校正，S(z)只需采用一个低通滤波器增强对高频信号的衰减即可，S(z)表达为(离散周期Ts=0.5×10-4)：

(10)

S(z)是一个截止频率为1.5 kHz 的一阶巴特沃斯数字滤波器。超前环节zk用来补偿Geq(z)和S(z)总的相位滞后，使被控对象在希望的频段接近零相位，k值的选择可以通过比较z-k与Geq(z)S(z)的相位滞后情况确定，结果发现，k=5时z-k与Geq(z)S(z)的相位滞后情况非常接近，因此选择z5来进行相位补偿。

控制系统的稳定性可通过下式进行验证[13]：

|Q-krzkS(z)Geq(z)|<1，z=ejωTs，ω∈[0,π/Ts]

(11)

这可以借助Matlab实现，不再详述。