非对称高回退宽带Doherty功率放大器实验研究

刘国华, 程知群, 李江舟, 张 明

(杭州电子科技大学 电子信息学院, 浙江 杭州 310018)

上世纪30年代提出的Doherty技术[1]具有结构简洁和回退效率高[2]的特性,在采用复杂调制技术和高峰均比信号传输的现代无线通信系统中获得广泛应用[3]。但是，Doherty功率放大器(以下简称功放)的相对带宽会受到有源器件输出电容[4-5]和输出匹配网络中阻抗变换器[6-7]的限制,这对Doherty功放的性能带来很大的影响。文献[8]提出了一种宽带Doherty架构,应用GaN器件设计了一款适合移动通信的双频段功放,最大带宽为400 MHz。在综合考虑了对Doherty功放带宽限制的诸多因素之后,本文设计了一款基于非对称式结构的高回退宽带Doherty功放。该功率放大器相对带宽拓展到600 MHz,在1.6～2.2 GHz频率范围内功率回退6 dB和9 dB的效率分别大于42%和36.5%。

1 原理分析与仿真

1.1 传统Doherty功放的理论分析

传统的Doherty功放基本结构见图1。该结构由主辅功放支路和负载调制网络组成,主辅功放支路由输入匹配网络、晶体管和输出匹配网络3个部分构成。主功放晶体管偏置在AB类状态,辅助功放偏置在C类状态。图1中虚线框内是Doherty功放的负载调制网络结构。主要包括两条阻抗值分别为ZT和ZL的λ/4阻抗变换线。

图1 Doherty功放的基本结构

晶体管漏极电流直流分量及各次谐波分量与导通角的关系如图2所示。在只考虑基波且输入信号等分的情况下,饱和时主辅晶体管会同时获得相同的输出电压,但由于主功放晶体管工作在AB类而辅助功放工作在C类,主功放的电流则高于辅助功放的电流,使得主功放支路的饱和输出功率高于辅助功放的饱和输出功率,导致整个Doherty功放的饱和输出功率低于预计值,在饱和输出功率回退6 dB之后的较低功率点,其回退效率也会大幅度降低[9]。

1.2 非对称Doherty功放结构分析

非对称Doherty功放结构可以提高输出功率和回退效率[10]。通过以上分析,在输入信号等分且Doherty功

图2 晶体管漏极电流与导通角关系

放处于饱和工作状态下,只有主功放输出电流,此时主功放的输出端阻抗为Z0/δ(δ为输出功率回退量,Z0=50 Ω)。为了弥补辅助功放输出电流低的缺陷,将主辅功放输入功率比设为1∶2,即δ=1/3。可以得出在输出功率回退9 dB时主功放支路的输出端阻抗为3Z0(150 Ω)。

设计的非对称式Doherty功放结构见图3。输入端的非对称功分器功分比是1∶2,这将在一定程度上弥补主功放电流与辅助功放电流不平衡的缺陷。主功放输入匹配网络端之前接有一段阻抗值为50 Ω的λ/4相位补偿线,其作用主要是保证主辅两路功放的相位一致,最大程度地减小功率损失。本设计对Doherty功放的负载调制网络结构作了如下两点改进。

图3 非对称式高回退宽带Doherty功放结构

(1) 通过减小λ/4传输线的阻抗变换比来增加带宽。λ/4传输线的阻抗变换关系和工作带宽的表达式[11]为

(1)

其中,ZT是λ/4传输线的特征阻抗,ZL和Z0分别是传输线2个端口的阻抗值,Δf/f0是λ/4线的相对带宽,Γm为最大反射系数。

分析表明,Z0和ZL值越接近,则相对带宽越宽。图1中一般非对称Doherty功放结构中ZT和ZL的阻抗值分别为50 Ω和28.9 Ω,在低功率输入工作状态下,Doherty功放只有主功放导通,此时主功放的输出端阻抗3Z0(150 Ω)由负载调制网络中的ZT=50 Ω阻抗变换线调制到16.7 Ω,阻抗变换比为9(150 Ω/16.7 Ω)。改进后的负载调制网络中有3段λ/4阻抗变换线,即T1、T2和T3,根据公式(1)和短路开路变换规律,计算出的阻抗值如图3中所示。采取同样的分析方法可以得到在低功率情况下,阻抗从3Z0(150 Ω)变换到50 Ω,其阻抗比为3(150 Ω/50 Ω)。根据公式(1)可知,较小的阻抗变换比增加了相对带宽。

(2) 通过增加两段短路微带线抑制阻抗漂移。传统Doherty功放的负载调制网络,在功率回退点处,主功放的输出阻抗ZC计算如下：

(2)

(3)

(4)

可以看出,当工作频率偏移中心频率时, Re[ZC]将在最佳阻抗值上发生漂移,这会影响Doherty功放的效率。

为抑制阻抗随频率的漂移,本文在图3中的A、B两点各增加一段阻抗值为ZSC的λ/4短路微带线T4和T5。分析表明,不同的ZSC值下Doherty功放将表现出不同的宽带特性。类似于前文分析可得到：

(5)

(6)

此时,Re[ZC,N]=Re[ZC]·ξ,其中

(7)

经分析,当工作频率偏离中心频率时,ξ>1,即该方案可以有效抑制负载调制网络阻抗随频率的衰减。根据上述分析,在ADS(仿真软件)中验证了传统Doherty功放结构和ZSC分别为35、50、100 Ω 3种不同阻抗下的宽带特性,在饱和与回退输出功率下的宽带特性如图4和图5所示。可以看出,与传统结构相比,本方案主辅输出阻抗在较宽频带内拥有波动更为平滑的实部和虚部,而且偏移最佳阻抗值较小。表明该设计在带宽增强方面具有一定的潜力。经过测试和实验验证,最终确定阻抗值ZSC=50 Ω。

图4 饱和输出功率下主辅功放的阻抗响应带宽

图5 回退输出功率下主功放的阻抗响应带宽比较

2 非对称式高回退宽带Doherty功放设计

为验证该设计方案的正确性,使用Cree公司的CGH40010F和CGH40025F两种晶体管,采用Rogers 4350B板材,介电常数为3.66,板厚0.762 mm,覆铜层厚度为35 μm。其中主放大器使用CGH40010F晶体管,辅助放大器使用CGH40025F晶体管,主辅放大器栅极偏置电压分别设为AB类和C类工作状态的-2.7 V和-5.5 V,漏极偏置电压分别为28 V和32 V。为了增加功放的相对工作带宽,晶体管输入输出阻抗匹配网络均采用宽带匹配技术[12]。

图6为设计的非对称高回退宽带Doherty功放的实物照片。图7和图8分别为设计功放在饱和点、6 dB

图6 非对称式高回退宽带Doherty功放实物照片

图7 设计功放在饱和功率处的仿真测试结果

图8 在6 dB和9 dB回退功率处的仿真测试结果

和9 dB回退点处的输出功率、漏极效率和增益的仿真测试结果。从图中可以看出,所设计的Doherty功放实测饱和输出功率在43.5～45.0 dBm之间,与仿真结果一致。饱和漏极效率整个频带内在56%～70%之间波动,输出功率回退6 dB后漏极效率均大于42%,而且输出功率回退9 dB后漏极效率也能保持在36.5%～46.5%之间。该Doherty功放在峰均比为8 dB和5 MHz带宽的单载波 WCMDA 测试信号条件下,中心频率为1.9 GHz处的相邻信道功率比(ACPR)线性结果如图9所示。

图9 单载波WCMDA测试信号条件下f0=1.9 GHz处的ACPR结果

图10给出了同等测试条件下整体频带内Doherty功放的ACPR测试结果。可以看出,未使用线性化技术所测得的ACPR值低于-25 dBc,若使用数字预失真(digital pre-distortion, DPD)等线性化技术,ACPR值将低于-40 dBc。

本设计测试结果与近几年发表的相关国内外研究成果比较见表1。从表1中可以看出,相比较文献[6,7,9],本设计提供了更高的输出功率回退点,能达到回退9 dB的目的。和同样回退点的文献[7]相比,本设计的工作带宽较宽,且饱和漏极效率更高。

图10 单载波WCMDA测试信号条件下ACPR结果

设计方法工作带宽/GHz饱和输出功率/dBm饱和效率/%回退效率/%文献[6]1.80～2.3041.0～45.063.0～74.050.0～54.0@7.6 dB文献[7]1.85～2.0544.050.0～55.0≥40.0@9 dB文献[9]2.14～2.6643.057.0～84.039.0～67.0@6 dB本文1.60～2.2043.5～45.056.0～70.036.5～46.5@9 dB

3 结语

针对传统Doherty功放工作带宽受限与高回退时效率较低的问题,本文通过在负载调制网络中采用减少λ/4微带线阻抗变换比和增加两段短路微带线的方式,改进设计了一款非对称宽带Doherty功放,最终实现了高回退和宽带宽特性。实验结果表明：该功放综合指标优于其他同类功放,验证了本设计方案的正确性和有效性。该设计方法应用于教学,可指导学生学习与掌握负载牵引、传输线、阻抗匹配、功分器等设计流程和射频功率电路测试方法。