感应耦合电能传输系统中能量与信号反向同步传输技术

孙 跃, 代 林, 叶兆虹, 唐春森, 谭若兮

(重庆大学自动化学院, 重庆市 400044)

0 引言

感应耦合电能传输(inductively coupled power transfer,ICPT)技术是一种借助高频电磁场,通过磁耦合机构并基于电磁感应原理实现电能无线传输的技术。近年来,该技术在国内外得到了广泛的研究,并成功应用于电动汽车、机器人、生物医电、家用电器等领域[1-6]。随着ICPT技术研究的深入,磁耦合机构原副边的信号通信及其通信质量的优良成为决定ICPT系统性能高低的关键因素之一,ICPT系统的能量信号同步传输成为该领域的又一研究热点。

在目前ICPT系统能量信号同步传输方式中,从传输策略来看,主要分为射频技术[7-10]、双通道技术[11-13]和单通道技术。比较而言,从提高系统集成度和可靠性考虑,单通道技术更具有应用前景和研究价值。目前,单通道技术从信号传输模式来看主要分为能量调制式与载波调制式,在能量调制式中,通过产生及识别能量包络实现信号传输,主要有调压式(改变逆变电路输入电压)[14-16]、调频式(改变逆变电路开关管工作频率)[17]及调谐式(改变谐振电路参数)[18],这些方式具有原理简单、结构不复杂及易实现的优势,而主要问题在于电能质量较差且信号传输速率不高;在载波调制式中,通过正弦波载波调制技术将基带信号频谱拓宽以利于信号在信道中传递,将已调信号注入主能量通路中,利用能量通道复用为信号信道进行数据传输[19-23],该方法往往对电能传输影响较小,因此得到广泛研究与应用。

信号的反向(副边到原边)传输在实际ICPT系统工程应用中具有重要的价值。目前,基于共享通道的ICPT系统信号反向传输研究文献中,文献[24-25]提及系统信号反向传输对电能传输有一定影响,实现了较低速率的信号反向传输;文献[19,22]的研究成果也能实现信号反向传输,但系统信噪比、拓扑及其参数有待进一步优化。文献[19]结构简单,但其信号耦合变压器与谐振线圈直接串联连接,使信号载波在信号传输过程中会因原副边电能谐振回路的影响经历两次衰减而不利于信号拾取,且信号发射变压器直接与谐振线圈相连时会产生耦合电压,该耦合电压的反馈作用加大了信号发生电路的设计要求。文献[22]结构相对复杂,其信号耦合变压器与谐振线圈间接并联连接,其创新性在于利用阻波电路抑制了电能对载波信号的干扰,但该文在系统电能参数及信号参数配置方面还有待优化。为此,本文在深入分析文献[19,22]的基础上,综合两篇文献的优点,对本文兼顾系统低复杂度与高信号电压增益的拓扑进行参数优化设计,并通过仿真与实验验证了设计方法的可行性。

1 系统结构

图1为基于共享通道的ICPT系统能量信号串并联传输技术电路拓扑。电源Edc经过由开关管S1到S4构成的全桥逆变形成高频交变电压源;经过由原边谐振电容CP,原边谐振线圈LP及信号拾取变压器原边线圈LR1构成的谐振网络后,产生高频交变电流;经过磁感应耦合作用在副边线圈生成感应电动势;该感应电动势经过副边谐振线圈LS及副边谐振电容CS,以及阻波网络中的阻波线圈LZ与电容CZ,再经过二极管D1到D4整流单元和滤波电容CF后给负载RL供电,MP为磁耦合机构互感；MT为信号发射变压器互感；LT1和LT2为信号发射线圈自感。

图1 ICPT系统能量信号反向同步传输拓扑Fig.1 Topology of power and signal reverse synchronous transmission in ICPT system

在基于共享通道的能量信号同步传输技术中,有两个因素制约着信号拾取。首先,ICPT系统的电能谐振网络具有选频放大作用,其电能谐振频率是千赫兹级,而在实际工程中为保证信号传输速率,往往使载波频率比电能谐振频率高十倍及以上而达到万赫兹级,故谐振网络对载波信号有衰减作用,若衰减过大则信号接收幅值将因过小而不足以被接收与识别。其次,ICPT系统在传输信号时,电能串扰过大也会使信号信噪比降低,从而增大信号解调难度甚至导致信号通信失败。

为解决上述问题,实现基于共享通道的能量信号同步传输需求,本文在文献[19,22]的基础上对图1所示拓扑进行研究。该拓扑副边利用由阻波线圈LZ与阻波电容CZ构成的阻波网络在高频下阻抗较大的特性,从而阻断载波进入副边谐振电容一侧,达到载波电流最大程度流入副边谐振线圈的目的。为了加强载波信号的发射强度,确定信号发射电容值CT大小时将副边谐振线圈自感也考虑进来,使该回路在载波频率下近似谐振。原边的信号耦合变压器拾取到载波信号,经过由变压器副边LR2与电容CR2的滤波、选频放大作用后送至信号解调端进行信号解调，MR为信号拾取变压器互感。

2 电路特性分析

2.1 能量传输

为了分析系统的电能传输特性,首先要得到系统能量传输拓扑,如图2所示,其中,全桥逆变单元等效为由方波基波分量代替的电压源[26],负载等效为[27]:

(1)

图2 能量正向传输拓扑Fig.2 Topology of power forward transmission

在副边电路中,根据后续参数配置关系,使得信号发射电容CT与信号发射耦合变压器构成的支路在电能谐振频率下阻抗很大,相当于断路,故副边等效阻抗ZS为:

(2)

式中：ω为全桥逆变器的工作角频率。

化简式(2)可得:

(3)

当副边谐振,即ImZS=0时,解得副边电容为:

(4)

副边反射阻抗为:

(5)

根据文献[19],信号解调耦合变压器的副边反射阻抗可以忽略,故原边电路等效阻抗ZP的表达式为:

(6)

当原边谐振,即ImZP=0,解得原边谐振电容CP为:

(7)

2.2 信号传输

2.2.1参数配置

为了分析系统的信号传输特性,首先要得到系统信号传输通道拓扑。在图1中,根据文献[21]可知,当分析信号传输通道时,原边电路中可将逆变电路部分等效为短路;副边电路中加入由阻波线圈LZ与阻波电容CZ构成的阻波网络,该网络满足：

(8)

式中:ωS为载波信号传输的工作角频率。

阻波网络在该参数配置下,其在高频载波频率下的阻抗很大,相当于断路,从而使载波电流最大程度流入副边谐振线圈中。因此,得到如图3所示的信号传输等效拓扑。

图3 信号反向传输拓扑Fig.3 Topology of signal reverse transmission

为了增强信号发射端信号发射强度,使载波信号在信道中衰减较小从而利于信号可靠传输,将副边谐振线圈也考虑进来参与信号谐振,故副边信号发射电容CT为:

(9)

同时,为了滤除电能干扰,增强信号接收强度,在信号耦合变压器副边LR2两端并联一个谐振电容CR2,其大小关系满足:

(10)

2.2.2传输过程

信号传输过程如图4所示，其中：it表示信号发射电流,iS表示副边信号电流,iP表示原边信号电流,ir表示信号拾取电流。

图4 ICPT系统信号传输过程Fig.4 Signal transmission process in ICPT system

回路①：信号调制发生电路将信号调制电压加载到信号发射耦合变压器上,完成将信号注入主电路的功能。回路②：载波信号在该回路中近似处于完全谐振状态,对信号发射强度有增强作用。回路③：原边回路可看成由原边谐振线圈与电容构成的选频滤波器,但其谐振频率为千赫兹级,故对兆赫兹级频率的载波信号有衰减作用。回路④：为增强载波信号接收强度,使该电路谐振频率为载波频率,对载波信号有放大作用。

2.2.3信号通道电压增益

在图4中,根据交流阻抗分析法,可以获得：

(11)

式中:Zx为回路x的等效阻抗的拉氏变换;Zxy为回路x反射到回路y的阻抗拉氏变换;x,y=1, 2, 3, 4,且x≠y。

根据基尔霍夫电压定律(KVL)与基尔霍夫电流定律(KCL)方程,可以得到:

(12)

信号通道的电压增益为:

(13)

相应的幅相特性如附录A图A1所示。附录A图A1中,A点频率下对应的信号电压增益最大,但该点附近变化陡峭,当使用A点频率为信号载波频率时,由于实际信号源频率可能存在小范围波动而因A点附近的频率较敏感使信号接收端电压幅值波动较大,从而可能导致信号解调出现误码,故该点频率不适宜作为信号载波频率。

附录A图A1中,B点频率为该信号通道下实际的信号电压增益极大值频率点;C点频率为该通道下设置的载波频率,其值为4.5 MHz。由于在回路②中确定信号发射电容CT时未考虑回路③和回路④的反射阻抗的影响,使信道的实际谐振频率极值点会稍微偏离设置的载波频率,但B,C点的频率和幅值差异很小,在该点下对应的电压增益有利于提高信噪比,故可选择C点对应的频率为载波频率。

3 信号调制与信号解调

信号发射电路的结构如附录A图A2所示。本文采用Harley振荡器产生高频正弦波,并利用数字多路选择器74HC4051完成信号调制并将调制信号输入甲乙类功率放大器中,以保证满足发射端功率需求。

信号接收电路的结构如图5所示。在该图中,电阻R2实际由电阻R21与R22串联而成,电阻R22两端并联LC谐振网络,该网络谐振频率配置为信号载波频率(兆赫兹级),故在信号源US下,该网络阻抗很大,相当于断路,从而不影响信号传输电压增益;对于由电压源Edc引起的干扰,其频率属于千赫兹级,在该网络中阻抗很小,相当于短路,因此大部分电能干扰电压分压在R21上,从而起到滤除电能干扰的作用,并增强R22两端电压信噪比。经过由运算放大器构成的电压跟随器与同相比例放大器后,送入二极管包络检波电路中,并经过电压比较器后解调出基带信号数字信息,实现原副边信号通信。

图5 信号解调过程Fig.5 Signal demodulation process

4 实验分析与验证

为了验证该拓扑及其参数设计方法的有效性,本文根据下述参数借助PSPICE软件进行仿真,并将仿真结果与实验平台(如附录A图A4所示)测试结果进行对比分析。原边电路参数有CP=364 nF,LP=9.15 μH,RP=0.033 Ω,MP=5 μH,CR2=625 pF,LR1=1.7 μH,LR2=2 μH,MR=1.1 μH,R2=1 kΩ;副边电路参数有CS=344 nF,LS=9.5 μH,Req=5 Ω,RS=0.04 Ω,LT2=2 μH,LT1=2 μH,MT=1.8 μH,CT=108 pF,LZ=2 μH,CZ=625 pF。其中电能谐振频率fP为80 kHz,信号载波频率fS为4.5 MHz。

附录A图A5(a)和(b)分别为ICPT系统仅有信号传输时的仿真波形与实验波形。其中,CH1为信号调制电压波形US,CH2为信号拾取电压波形UR2,CH3为信号拾取滤波电压波形UR22,CH4为信号解调电压波形。由附录A图A5可知,信号解调部分中,在未有副边谐振电容、负载及阻波电路作用下,信号拾取电压幅值约为信号调制电压的2倍,表明上述方法中参数配置较为有效。

附录A图A6与图6分别为ICPT系统实现20 W电能与200 kbit/s信号同步反向传输时的仿真波形与实验波形,其中CH1为负载电压UReq,CH2为信号拾取电压UR2,CH3为信号拾取端滤波电压UR22,CH4为信号解调电压,均证实信号能够有效可靠地传输。在图6中,CH1所指示的波形存在由信号源US作用引起的干扰,但该干扰对能量传输的功率和效率基本无影响;CH2上的电压是由电压源Edc与信号源US共同作用的结果,其千赫兹级的基波可通过图5中的LC选频网络进行滤除,滤除后的波形由CH3指示,解调出的信号由CH4指示。

图6 能量与信号反向同步传输波形Fig.6 Waveforms of power and signal reserve synchronous transmission

附录A图A7(a)和(b)分别为ICPT系统能量与信号速率同时提高时的波形(功率为30 W、信号速率为300 kbit/s)。其中,CH1为逆变输出电压,CH2为原边谐振电流,CH3为负载电压UReq,CH4为信号解调电压,此时电能与信号都能稳定传输,且电能传输效率为86%。

为了验证系统传输过程的可靠性,对不同传输功率与波特率条件下的误码率进行了测试。本文利用2台安装有ATK-XCOM V2.0的串口调试助手的PC机进行误码率测试,其常用的串口波特率BR有9 600,19 200,57 600,115 200,230 400,460 800,926 100 bit/s等,本文选取BR=115 200 bit/s与BR=460 800 bit/s进行实验,实验结果如附录A表A1所示。实验结果表明,当系统传输功率分别在10,20,30 W时,其系统传输效率基本都为86%;此时系统在BR=115 200 bit/s与BR=460 800 bit/s时,误码率为0,该测试结果与图6实验效果吻合。当将BR设置为926 100 bit/s时,串口调试助手接收端出现乱码,此时误码率较高,因此本文信号可靠传输速率在460 800 bit/s以下是较为适宜的。

5 结语

本文在深入分析文献[19,22]的基础上,综合两篇文献的优点,在提高信号信噪比的同时降低系统模型阶次为出发点,采用了信号并联注入、串联拾取的能量和信号同步传输拓扑。本文通过对系统电能通道与信号通道的建模分析,提出了一种参数设计方法,使载波信号发射回路近似处于谐振状态,增强了信号发射强度,并利用原边信号拾取网络的LC谐振回路选频放大作用增强了信号接收能力。最后,通过PSPICE仿真与实物实验验证了该拓扑及其参数设计方法的可靠性与有效性。

然而,本文所提拓扑和方法仅适用于能量与信号反向同步传输,对于在有信号双向传输需求的应用中还有待进一步改进和验证,后续将继续进行研究。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。