交直流混合微网中LLC谐振变换器的研究

2018-07-23曹明严易映萍张海龙

电子科技 2018年8期

曹明严，易映萍，张海龙，安昱

(1.上海理工大学光电信息与计算机工程学院，上海 200093；2.西安许继电力电子技术有限公司，陕西西安 710075)

分布式能源发电是解决能源危机及清洁能源利用的重要途径，受到世界各国的高度关注。光伏发电、燃料电池等分布式电源发出的电能大部分需要通过直流变换的中间环节接入电网，同时由于各种新兴直流负荷的涌现和增加，使现有的交流微网拓扑结构、新能源接入整合以及能量利用率方面出现不足。直流微电网对直流微源和直流负荷具有很大的包容性，电能接入变换环节少，在现有的交流微网中纳入直流微网组成交直流混合微电网，可以最大限度整合消纳各种类型的分布式电源和交直流负荷，同时精简电能变换环节、节约投资成本、减少电能损耗，所以加强对交直流混合微网的研究具有现实意义[1]。近年来，国内对交直流混合微网的关注日益密切，不同等级的交直流混合微网示范工程相继建成运行，在交直流混合微网中储能系统、光伏阵列以及直流负荷需要通过DC-DC变换器接入直流母线，缺乏适用于电网的大容量高效率DC-DC变换器限制了混合微网的发展，为解决这一问题很多研究者相继提出了不同的拓扑结构。传统移相全桥变换器的变换效率较低；文献[2]所设计的DC-DC变换器无法适用于大功率场合；文献[3～5]对适用于直流电网的高压大容量DC-DC变换器的需求作了详细分析，指出适用于直流电网的DC-DC变换器需要满足以下要求：一能够实现功率的快速调节和双向流动，实现潮流反转；二具有故障隔离能力和一定的电流耐受力；三满足输出电流谐波含量小；并对目前适用于直流电网的DC-DC变换器的拓扑结构做出总结；文献[6]提出一种基于晶闸管的谐振式DC-DC变换器，但是该拓扑存在以下缺点：一在断续工作模式下输入输出电流波形差，需要较大的滤波装置；二高压侧与低压侧需要同样的绝缘等级；文献[7～12]对LLC谐振变换器的拓扑、控制方式、工作原理等进行了深入研究；文献[13～14]针对小容量LLC谐振变换器的控制策略及效率优化进行分析，但不适用于电网。文中提出一种适用于电网的大容量双向全桥LLC谐振变换器，对其拓扑结构、工作原理、增益特性进行详细分析，最后利用PSIM搭建仿真进行验证。

1 双向全桥LLC谐振变换器

1.1 拓扑结构

双向全桥LLC谐振变换器的拓扑结构如图1所示，高频变压器的两侧均采用全桥结构，原边为高压端，副边为低压端，所有开关管均采用IGBT。开关管Q1～Q4为原边的逆变开关，Q5～Q8为副边整流开关，谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、励磁电感Lm组成原边谐振网络，且Lm的值远大于谐振电感Lr1的值；Cr2和Lr2构成副边谐振网络，Co为输出滤波电容，Rf为负载电阻，V1、V2分别为输入电压、输出电压。

LLC谐振变换器满足直流微网中DCDC变换器的基本需求，变压器原副边均采用全控型器件，能够实现能量的双向流动。高频变压器将高低压端隔离，具有故障隔离能力。并且通过合理的参数设计和控制方式，在不添加任何辅助元器件的情况下，可以在全负载范围内实现整流开关的ZCS关断和逆变开关的ZVS开通。该拓扑为对称结构，变换器正向和反向工作原理基本相同，以下以正向工作模式为例进行分析，正向工作时变压器原边为输入端，副边为输出端。

图1 双向全桥LLC谐振变换器

1.2 单端调频控制的工作原理

电路正向工作时存在两个谐振频率，分别为串联谐振频率fr和串并联谐振频率fm，计算公式为

(1)

(2)

在单端调频恒压控制策略下整流侧利用开关管的反并联二极管整流，通过改变原边逆变开关的开关频率实现对输出电压的控制。根据开关频率fs与谐振频率fr的关系，变换器可分为3种工作模式：fmfr。工作在fm

图2 fm

图中Vg为开关控制信号，n为变压器变比,iQ6、7和iQ5、8分别为流过开关管Q6、Q7和Q5、Q8反并联二极管的电流；VAB为逆变桥两桥臂中点电压；iLr1为流过谐振电感Lr1的电流，iLm为流过励磁电感Lm的电流，i0为流过变压器原边的电流，他们之间的关系可表示为

iLr1=iLm+i0

(3)

该模式在一个开关周期内共有6个开关模态：

模态1[t0～t1]t0时刻开关管Q1和Q4零电压开通，VAB从零增加至输入电压V1，此时谐振电感Lr1和谐振电容Cr1开始谐振，谐振电流iLr1由负向零靠近，虽然Q1和Q4已经开通但谐振电流为负，iLr1依然由Q1和Q4的反并联二极管流通。由于|iLr1|<|iLm|所以副边整流管Q5和Q8的反并联二极管导通给负载供电。变压器副边电压为V2，此时励磁电感Lm被输出电压钳位在nV2，不参与谐振，励磁电流iLm线性上升。tx1时刻谐振电流过零变正，以正弦形式变化，Q1和Q4开始有电流流过，tx2时刻励磁电感电流大于零，直到t1时刻模态1结束。整个模态中变压器原边电流始终为正。

模态2[t1～t2]t1时刻谐振电感电流iLr1等于励磁电感电流iLm，流过变压器原边的电流i0为零，所以变压器副边电流也为零，整流管Q5和Q8的反并联二极管零电流关断，原副边没有能量交换。此时励磁电感不再被输出电压钳位，Lm、Lr1、Cr1一起谐振。由于Lm≫Lr1这一阶段的谐振周期远大于模态1的谐振周期，所以谐振腔电流近似不变(实际上是一段按正弦变化的弧线)，t2时刻Q1和Q4关断，模态2结束。

模态3[t2～t3]t2时刻之后进入死区阶段，VAB逐渐减小到零，谐振电感电流iLr1依然等于励磁电感电流iLm，并通过Q2和Q3的反并联二极管续流为Q2和Q3零电压开通做准备，电感储存的能量回馈给电源；原副边断开，副边电流为零，负载由滤波电容供电。t3时刻Q2和Q3零电压开通，VAB=-V1，变换器进入下半周期工作。由于下半周期与上半周期工作原理相似，这里不再赘述。

根据以上分析，双向全桥LLC谐振变换器工作在fm

2 LLC谐振变换器特性

调频控制时谐振网络输入电压的谐波分量较少主要依靠基波传输能量，采用基波分析法建立变换器的等效模型。为使变换器正反向工作特性一致，原副边谐振元件的参数关系如下

Lr=Lr1=n2Lr2

(4)

Cr=Cr1=n2Cr2

(5)

图3 双向全桥LLC谐振变化器的交流等效模型

双向全桥LLC谐振变换器的输入输出电压增益为：M=nV2/V1，结合图3可以推得变换器电压增益M[15]和阻抗Z的表达式

(6)

(7)

图4 变换器增益曲线

图4 (a)为λ=12时，不同Q值的增益曲线，由图可知随着Q值增加变换器的最大增益在减小，说明负载越重变换器最大增益越小，当Q大于某一值时增益曲线会出现3个单调区间，而且无论Q为何值增益曲线都经过同一点(1,1)，说明当开关频率等于谐振频率时变换器增益为1且不受其他因素影响，此时变换器效率最高。图4(b)为Q=0.5不同λ值时的增益曲线，随着λ增加变换器的最大增益逐渐减小，当λ大于某一值时曲线出现3个单调区间。因此要合理选择Q和λ的值使增益随频率单调变化，当输入电压或负载变化时能够满足变换器增益要求，同时能够实现软开关，需要对变换器的工作区间进行划分。