面向5G通信的高效率非对称Doherty功率放大器

魏茂刚,周峻民,陈文华

( 1.中国电子科技集团公司第二十九研究所，四川 成都 610036；2.清华大学 电子工程系，北京 100084 )

0 引言

近年来，通信行业的快速发展对无线通信速率提出了更高的要求，作为通信收发系统重要组成部分的射频功率放大器，它的性能很大程度上影响了无线通信速率。因此，高效率、大功率的高性能功放将更加迎合目前通信基站发展的需求。在工信部最新颁布的关于第五代移动通信系统工作频段相关事宜的通知中，S波段所涵盖的3.4～3.6 GHz将成为第五代移动通信技术(5G)通信的主要工作频段之一[1]。

在目前的无线通信技术中，为满足高频谱利用率的要求，信号的峰均比被不断提高，对功率放大器的回退区效率也提出了更高的要求[2]。

Doherty功率放大器因其结构简单和较高的回退区效率而被设计者所青睐[3-4]，因此，在即将到来的5G通信系统中，该架构仍将是收发末端射频功率放大器的首选拓扑结构。另外，由于传统的Doherty功率放大器主功放后端高阻抗变换比的1/4波长阻抗变换线限制了功放的带宽扩展[5-6]，因此在本研究中，将其移除并提出改进式的输出合路网络结构。与传统的对称Doherty功率放大器不同，非对称Doherty功率放大器的主功放和辅功放采用非对称的匹配结构，主辅功放的饱和输出功率不一致，实现优于传统6 dB的高回退量，以适应高信号峰均比的需求[7-9]。

与GaAs、SiGe材料相比，GaN器件具有更高的热导率和电子漂移饱和速度、更强的抗辐射能力、更高的击穿电压[10]，这些优势使其在小型化无线通信系统基站、卫星通信和固态雷达发射系统等方面具有广阔市场。

本文介绍了Doherty功放设计所采用的宽带匹配网络和谐波后匹配网络结构，并具体分析了该网络宽带和高效率设计的原理和设计思路。接着，基于Cree公司型号为CGHV40030的GaN晶体管，结合先进设计系统(Advanced Design System)ADS的仿真结果进行精确设计。最后，对加工后的功放进行连续波信号和LTE调制信号测试，以验证Doherty功放宽带高效率设计方法的可行性。

1 电路设计

Doherty功率放大器由主功放和辅功放组成。如图1(a)所示，在传统的Doherty架构中，其输出合路网络由1/4波长阻抗变换线和主辅功放的相位延迟线组成，同时，输出合路网络的后端网络通过1/4波长阻抗变换线将合路点阻抗匹配至标准的50 Ω。针对引言中所提到的传统结构存在的弊端，提出了图1(b)所示的拓扑结构，整体电路主要由输入功分器、输入宽带匹配网络(IMN)、输出宽带匹配网络(OMN)、偏置网络、改进式输出合路网络、谐波后匹配网络组成。相比于传统结构，改进式输出合路网络移除了1/4波长阻抗变换线，并通过选取合适的主辅功放的合路点阻抗，实现了优于传统6 dB的高回退量，同时提高了工作带宽。谐波后匹配网络取代了传统的1/4波长阻抗变换线，引入谐波匹配，提高了功率放大器的整体效率。本文基于上述的改进Doherty结构，采用对称的GaN管芯实现了非对称高效率宽带Doherty功率放大器的设计。

图1 Doherty功放原理图

1.1 宽带匹配网络

功率放大器的输出功率和效率等性能主要取决于输入输出匹配网络。主功放和辅功放的输入匹配网络(IMN)均采用二阶低通滤波的宽带结构以及高Q值的隔直电容，如图2(a)所示，ZH1和ZH2是特征阻抗值较大的微带线，ZL1和ZL2是特征阻抗值较小的微带线，两者间隔分布构成低通滤波宽带结构；相应的，如图2(b)所示，输出匹配网络(OMN)采用渐变式阻抗匹配网络，微带线的特征阻抗值Z1、Z2、Z3、Z4依次渐变减少(或增加)，构成渐变宽带网络。输入输出匹配网络所采用的这两种宽带匹配方式仅应用于基波匹配，谐波抑制通过后匹配完成。

图2 主辅功放输入及输出宽带匹配网络

匹配时，为了保证整个频段内的功放性能，一般选取中心频点3.5 GHz处的输入输出最优阻抗作为基波匹配的阻抗。通过ADS负载牵引得知，其相应的最优源阻抗和负载阻抗分别为(2.75-j*10) Ω和(6.8+j*4.4) Ω。值得注意的是，进行输入输出匹配设计时，在完成阻抗变换的前提下，应使匹配微带线(包含晶体管封装所带来的寄生参数)的传输相位尽量限制在90°以内，使匹配结构尽可能地简单，这样能够一定程度上减少匹配网络的路径损耗，提高功放效率，增大功放的匹配带宽[11-12]。

1.2 偏置网络

偏置电路为功率放大器提供稳定的静态工作点，提供晶体管正常工作时的馈电电压和静态电流。偏置电路有两个主要的设计目标：第一，防止电源干扰信号进入射频通路，滤除电源噪声；第二，防止射频信号从偏置电路泄露而降低功放的整体效率，同时不影响电源性能，保证偏置电压的稳定。如图2所示，输入输出的偏置网络由电长度为1/4波长终端短路微带线和射频电容组成，既提供二次谐波射频信号的短路地，同时作为基频信号匹配的一部分。

1.3 改进式输出合路网络

如图1所示，与传统的DPA拓扑结构相比，本文所采用的Doherty改进式输出合路网络移除了1/4波长阻抗变换线，主辅功放仅分别采用一段相位延迟线。假设主功放和辅功放的饱和输出电流分别为IM和IA，α表示IA/IM，并且设定主辅功放晶体管的漏极馈电电压都是一致的(50 V)，则α也是辅功放与主功放的饱和输出功率之比。RL是晶体管的最佳负载阻抗。ZM和ZA分别是主功放和辅功放的合路点负载阻抗。PM,sat和PM,low分别是主功放在饱和点和回退点的输出功率。PA,sat是辅功放在饱和点的输出功率。根据Doherty拓扑结构的负载调制原理，可以得到如下方程。

α=IA/IM，

(1)

β=PM,sat/PM,low，

(2)

Pout,sat=PM,sat+PA,sat=PM,sat(1+α)，

(3)

OBO=10lgβ+10lg(1+α)，

(4)

(5)

(6)

在本文，Doherty功放按照整体7.5 dB的回退量以及主功放3.5 dB回退量进行设计。式(4)中10lgβ表示主功放的回退量，根据式(1)～式(6)，再通过确定合适的合路点阻抗Zload，就能够确定主辅饱和输出功率比和主辅功放的饱和负载阻抗，经过计算可以得到Zload=25Ω，α=1.51，β=2.24，ZM=62.75Ω，ZA=41.56 Ω。确定所有参数之后，进行输出合路点网络的设计。图3是用ADS仿真得到的ZM和ZA随着输出功率的仿真变化曲线，由图可知，当Doherty功放工作在低功率回退区时(@Low)，辅功放尚未开启，ZA大于150 Ω，可近似为无穷大，辅路合路点可看成开路状态；当Doherty功放工作在高功率饱和区时(@PEP)，ZA逐渐降低至(1+1/α)RL；相应的，ZM随着输入功率的增大从RL变化到(1+1/α)RL。

图3 主辅功放合路点阻抗随输出功率的变化曲线

1.4 谐波后匹配网络

传统的Doherty架构中，合路点网络后端是1/4波长的阻抗变换线，将合路点阻抗匹配至50 Ω。为更好地抑制谐波能量的消耗，提高功率放大器的效率，本文在输出合路网络之后引进谐波后匹配网络。如图4所示，谐波后匹配网络由三次谐波抑制网络、二次谐波抑制网络和隔直电容组成[13]。TL2是电长度为1/12波长的终端开路微带线，其对三次谐波而言为1/4波长阻抗变换线，C节点为开路点，经过阻抗变换可知，B节点为三次谐波的短路点；同理再经过TL1的阻抗变换，从A节点看，三次的输入阻抗为无穷大，由此实现对三次谐波的抑制。TL4是电长度为1/8波长的终端开路微带线，其对二次谐波而言为1/4波长阻抗变换线，E节点为开路点,经过阻抗变换可知，D节点为二次谐波的短路点，实现对二次谐波的短路抑制。谐波后端匹配网络除了实现谐波的有效抑制之外，还需要完成阻抗变换功能。因此，在该拓扑结构的基础上，对TL3和TL5等微带线尺寸进行整体优化，以实现合路点阻抗Zload到50 Ω的阻抗变换。性能良好的谐波后匹配网络能够有效地减少高次谐波的能量，提高功放的整体效率。

图4 谐波后匹配网络

2 电路测试

为验证上述Doherty功放设计方法的可行性，笔者采用Taconic RF-35tc 的基板材料(介电常数εr=3.5，基板高度Hsub=30 mil)，对所设计的非对称高效率Doherty放大器进行加工，选取CGHV40030作为主辅功放的功率管，并使其分别偏置在AB类和C类状态，即主功放晶体管栅极偏置在-2.82 V(90 mA),辅功放栅极偏置为-6.08 V,漏极电压均为50 V。Doherty功率放大器实物如图5所示。

图5 DPA实物图

2.1 连续波信号测试

对所加工的功放进行测试，以验证实际功放的小信号和大信号特性。小信号模式下，对连续波信号进行频率扫描；大信号模式下，对功放进行连续波输入功率扫描。如图6和图7所示，在3.4～3.6 GHz频带内，DPA的小信号的增益为14.9～16.1 dB，且增益动态范围不超过0.6 dB；大信号测试条件下，在3.5 GHz处，DPA有48.7 dBm的饱和输出功率，最大功率附加效率(PAE)有67.2%，在7.5 dB回退处，功放的PAE有50.2%。在3.4～3.6 GHz频带内，DPA有大于48.3 dBm的饱和输出功率，同时保持55.7%～68.5%的饱和点PAE，以及48.1%～51%的7.5 dB回退点效率。

另外，在3.5 GHz处，对ADS的功放仿真结果和实测结果进行了比较，如图8所示，功放的仿真结果跟实测结果相近，Doherty功放的小信号增益实测结果比仿真结果小了近2 dB,但随着输入功率增大，实测增益压缩度更小，显示出更好的线性度，在回退量7.5 dB处，仍有14.9 dB的增益(仅压缩1.2 dB)；对PAE而言，由于增益压缩减少，回退区的PAE实测结果明显优于仿真结果。

图6 增益和PAE随输出功率变化曲线

图7 输出功率随输入功率的变化曲线

图8 仿真与实测下增益和效率随输出功率变化曲线(3.5 GHz)

2.2 LTE调制信号测试

LTE调制信号的测试结果更贴近于实际的基站通信情况。测试时，采用1载波(20 MHz)的LTE信号。选取中心频点3.5 GHz和41 dBm输出功率(7.5 dB的饱和回退点)处进行实验。图9是Doherty在不采用数字预失真技术(DPD)和采用DPD线性化技术的功率谱密度对比图[14-15]。做预失真前，其邻信道功率比(ACPR)为-23.5 dBc，经过校正，ACPR提升至-51 dBc，获得了较好的线性度。经计算，在41 dBm输出功率处，所设计的非对称DPA，漏极效率为52.5%，最大饱和附加效率为50.2%。

图9 DPD前后功率谱密度对比图

3 结束语

基于宽带匹配网络、偏置网络、改进式输出合路网络和谐波后匹配网络设计了一款针对5G通信基站的3.4 GHz～3.6 GHz高效率非对称的Doherty功率放大器，在该频段内，实现了大于48.3 dBm的饱和输出功率，饱和点PAE高于55.7%，7.5 dB回退效率优于48.1%。同目前DPA采用的设计方法相比，本文引进了宽带匹配网络和谐波后匹配的高效率设计方法，并实现了7.5 dB回退区内的高效率，大大提高了功放的工作效率，所设计的DPA在5G基站通信中具有广阔的应用前景。

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