基于放大器的新型混频器设计*

刘 景，曾芳艳，李玉婷，周恺卿

(吉首大学信息科学与工程学院，湖南 吉首 416000)

由于电池续航能力的限制，低电压、低功耗以及高度集成的电路设计已经成为现代射频无线通信系统领域的研究热点，比如2.4 GHz ISM(Industrial,Scientific and Medical)频段的IEEE 802.11b WLAN 和蓝牙技术.低噪声放大器[1]和混频器都是射频无线通信系统中的重要模块.传统的吉尔伯特结构混频器[2-13]因具有良好的转换增益以及端口隔离度而成为现代混频器设计的主流，并且得到了广泛的应用，但存在供电电压高、功耗较大等问题.因此，低电压、低功耗的新型混频器的设计得到了学术界及工业界的关注.

采用折叠技术[14-17]和电流复用技术[18]的混频器可以有效降低供电电压和功耗.在采用折叠技术的混频器中，将混频器的射频级和跨导级分开进行设计，降低了堆叠晶体管的数目，从而有效地降低了混频器的供电电压.但是由于其增加了射频级的电流支路，所以混频器的整体功耗并没有显著改善.在电流复用混频器中，任意支路的电流在其他电流支路都进行了复用，可以有效降低混频器整体电流.但是由于其堆叠的晶体管并没有减少，所以供电电压还是较高.笔者提出了一种新型的基于2级放大器的混频器，其中第1级为电阻反馈型放大器，第2级为带LC负载的共源级放大器，在这2级放大器的中间插入了1对吉尔伯特开关.整个混频器只有1层堆叠的晶体管，有效降低了供电电压；其后级放大器仅在LO信号驱动吉尔伯特开关时才工作，从而降低了混频器的功耗.

1 电路分析

1.1 传统吉尔伯特混频器

传统的吉尔伯特混频器如图1所示.传统的吉尔伯特混频器具有较低的偶次谐波失真，以及较好的端口隔离度等优点.然而，传统的吉尔伯特混频器一般由3层堆叠的晶体管组成，需要较高的供电电压驱动，而且所有的晶体管工作在饱和区，导致整体功耗较高.传统吉尔伯特混频器的转换增益[19]可以表示为

(1)

1.2 带有吉尔伯特开关的2级放大器

图2 带有吉尔伯特开关的2级放大器Fig.2 Two-Stage Amplifier with Gilbert Switch

带有吉尔伯特开关的2级放大器由电阻反馈放大级和带有LC负载的共源放大级组成，如图2所示.图2中,M1，R1和Rf组成了第1级电阻反馈放大级.通过常规的电路分析，可得到第1级电阻反馈放大级的增益为

AV1≈-gM1·(R1//Rf)，

(2)

其中gM1表示MOS晶体管M1的跨导.

M7，L1和C3组成了第2级共源放大级.同样，通过简单的电路分析可得第2级共源放大级的增益为

(3)

其中：gM7表示MOS晶体管M7的跨导；ro7表示M7的输出电阻.由于共源放大级的负载的LC谐振频率为2.4 GHz，因此第2级共源放大级的增益可以近似地表示为

AV2≈-gM7ro7.

(4)

由(2)，(4)式可以推导出2级放大器的增益为

AV=AV1AV2≈gM1gM7(R1//Rf)ro7.

(5)

在这2级放大器的中间插入吉尔伯特开关，当开关截止时，晶体管M7不满足工作条件，M7截止不工作；当开关导通时，M7工作在饱和区.也就是说，只有当吉尔伯特开关导通时，放大器的第2级才开始工作，从而降低了整个电路的功耗.

1.3 基于放大器的混频器

基于放大器的混频器如图3所示.从图3可知，该混频器仅有1层堆叠的MOS晶体管，可以由较低的供电电压驱动，从而降低了整个电路的功耗.

图3 基于放大器的混频器Fig.3 Mixer with Amplifier

M1，M2，R1，R2和Rf组成了混频器的第1级放大级.M3—M6是插入的吉尔伯特开关，开关的导通和截止通过本振信号(LO信号)控制.吉尔伯特开关与LO信号的关系如图4所示.图4中，t0—t5代表本振信号的一个周期.从t1到t2，t3到t4，当(vLO++Vbs) >Vth或者(vLO-+Vbs) >Vth时，晶体管M3和M6或者M4和M5是导通的，从而晶体管M6和M7工作在饱和区，整个混频器能够正常工作；从t0到t1，t2到t3，t4到t5，吉尔伯特开关对是截止的，从而晶体管M6和M7工作在截止区.通过LO信号控制吉尔伯特开关的导通与截止，使得混频器后级放大级周期性地处在工作和截止2种状态，这降低了整个混频器的功耗.

图4 吉尔伯特开关与LO信号的关系Fig.4 Relationship Between Gilbert Switch and Local Oscillator Signal (LO Signal)

M7，M8，L1，L2，C3和C4组成了混频器的第2级放大级.L1和C3，L2和C4组成了第2级放大级在2.4 GHz谐振频率处的2对并联谐振负载.尽管信号在t0到t1，t2到t3，t4到t5这些时间间隔中会有失真，但利用LC并联谐振负载重塑信号波形并滤除其他干扰信号，依然可以获得不失真的有用信号.

通过观察(1)式和(5)式，可以进一步发现，在同样的条件下，基于放大器的混频器的转换增益要大于传统的吉尔伯特混频器的转换增益.

2 仿真分析

图5 基于放大器的混频器Fig.5 Mixer Layout Based on Amplifier

在Charted 0.18 μm RF CMOS工艺条件下，通过Cadence IC Design Tool对基于放大器的混频器进行了仿真验证.根据Charted 0.18 μm MOSFET工艺模型，NMOS管的阈值电压为0.42 V，PMOS管的阈值电压为-0.49 V.该混频器的供电电压为0.8 V，消耗电流为1.137 mA，整体功耗为1.05 mW；中频输入信号(LO信号)为-20 dBm，频率为10 MHz；本振信号为7 dBm，频率为2.39 GHz.

图5为基于放大器的混频器版图.在包含引脚的情况下，其面积为

0.650 mm×0.66 mm=0.429 mm2.

提取混频器版图的寄生参数进行仿真实验.

图6为混频器的三阶交调点(IIP3)仿真结果.从图6可知，此混频器的IIP3大约为3.827 dBm，具有较高的线性度.

当输入中频信号的频率为10 MHz、功率为-20 dBm、本振信号的频率为2.39 GHz和功率为7 dBm时，混频器的瞬态仿真结果如图7所示.

图8为混频器的输出频谱.从图8可以看出，此混频器输出的最大频谱幅度为-27.79 dB，输出信号功率集中在2.4 GHz频率点，其他信号的干扰输出功率都非常小.

图9为混频器的转换增益.从图9可以看出，当本振信号功率为5～9 dBm时，混频器可以提供较大的转换增益；特别是当本振信号功率为7 dBm时，此混频器的转换增益达到13 dB.

图6 基于放大器的混频器的IIP3仿真Fig.6 Third-Order Intercept Point of Mixer Based on Amplifier

图7 基于放大器的混频器的瞬态仿真Fig.7 Transients of Mixer Based on Amplifier

图9 基于放大器的混频器的转换增益Fig.9 Conversion Gain of Mixer Based on Amplifier

3 结语

设计了一个应用于2.4 GHz频率处的混频器.混频器是由1个2级放大器和1对吉尔伯特开关构成，吉尔伯特开关插在2级放大器中间.由于只有1层堆叠的晶体管，芯片面积为0.429 mm2，因此供电电压仅需0.8 V.Cadence IC Design Tools 5.1.41仿真结果表明，混频器的转换增益达13 dB，功耗为1.05 mW，且性能良好.

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