基于CTIA的微弱信号放大电路研究

邢亚第

（中船重工集团公司第七二六研究所,上海201108）

1 引言

声波是目前海洋中唯一能够远距离传播的能量辐射形式，所以声波成为在浩瀚的大海中进行信息采集、传输的重要载体[1]。将海水中的声波转换成电信号，就要用到水听器。水听器包括压电型、磁致伸缩型、动圈式等[2]。声压水听器探测水下声信号以及噪声声压变化并产生和声压成比例的电压输出。这种探测技术在很多场景下有它的优势，所以在多个领域比如大型岸基海域防卫警戒系统、舰载声纳阵、海洋噪声监测阵等应用场合都有很高的研究价值和应用前景。水听器的输出为微弱信号，实际应用中必须进行放大处理。相比于普通的信号处理电路，去除信号中的直流分量、放大有用信号，在微弱信号处理电路[3]中显得尤为重要。基于放大需求和输出信号脆弱易失真的矛盾，为了在获取保真输出的同时尽量不牺牲放大倍数，研究了一种CTIA型积分放大与采样保持电路，其特点是信号输出直流偏置不受制于前端输入直流偏置。从理论上讲，此电路系统与嵌入式系统的时序控制偏置反馈功能相结合，能在极大程度上解决水听器信号失真问题，同时保证电路的放大倍数需求。

2 动态去直流偏置的积分放大与采样保持电路

通常需要经过隔直放大、采样保持的调理过程，水听器产生的微弱信号才能被模数转换器（ADC）转换成可被嵌入式系统处理的数字信号。电容反馈跨导放大器（CTIA）是由反向放大器和反馈积分电容构成的一种复位积分器。待调理信号电流在反馈电容上积分，其增益大小由积分电容、积分时间等共同决定。CTIA可以提供很低的输入阻抗和恒定的偏置电压，在从很低到很高的背景范围内都具有非常低的噪声，适用于微弱信号的调理[4]。图1给出了由基本CTIA与采样保持电路构成的微弱信号调理电路。该电路需要嵌入式系统配合时序控制，才能完成数据的隔直放大、采样保持等功能。

图1 积分放大与采样保持电路基本结构

开关K1～K3同一时刻最多只有一个闭合。K1～K3的闭合分别对应如下功能：积分放大、起始电压复位、采样保持。K3闭合时，运放A1的输出为采样保持电容C1充电，电压跟随器A2的输出时刻跟随A1的输出，即UOUT=UINT;K3断开后，由于电容两端电压不会突变，以及运放的虚断概念，Uout上始终保持K3断开前的电压值，为后端嵌入式系统提供采样时间；K1闭合时，水听器接收到的信号Vs通过R为反馈电容Ci充电，利用虚短、虚断概念有：

其中UCi0为电容Ci的初始电压。当K2闭合时，A1构成电压跟随器，使电容Ci复位为初始值UCi0=Vref_1。因此整个积分放大与采样保持的输出为：

Vref_1的取值通常根据前端传感器输出特性，使其固定等于输出信号的直流分量。由公式(3)可知，信号的放大倍数由电路的积分时间，即K1闭合的时间决定，Vref_1为电路的输出直流偏置。该电路的需要关注的主要问题是，由于放大倍数过大导致运放进入饱和状态而造成结果失真。为了保证电路输出的动态范围，我们不得不从以下两方面着手：或限制放大倍数，或稳定直流偏置电压为运放输出上下轨的中值。为了获得更好的采样效果，我们往往需要获得尽可能大的信号放大倍数。同时，由于前段传感器性能的一致性问题，使其真实输出直流分量与我们预设的Vref_1可能存在出入，这个差值即为Δu。在保证放大倍数的前提下，Δu的存在可能直接导致运放的饱和输出。因此我们采用如图2所示的电路结构，以兼顾动态范围和放大倍数。

图2 动态去直并稳定偏置的积分放大与采样保持电路

类似于基本积分放大与采样保持电路的分析，该电路的输出方程如下：

同基本的积分放大与采样保持电路不同的是，图2所示电路的输出直流偏置与输入信号的去直偏置没有采用同一电平，而是分别采用Vref_2与Vref_1。实际使用中，Vref_2被固定设置为运放输出上下轨的中值，保障了A2的动态范围。Vref_1不采用固定值，而是用后端嵌入式系统通过DAC反馈回的特定电平。该特定电平根据后端嵌入式系统对于采样输出结果拟合优化产生，以补偿由于水听器一致性问题造成的输入信号US直流分量的离散性偏差。该方案除了对嵌入式系统提出时序控制要求外，还需要嵌入式系统针对电路输出结果拟合优化出更佳的输入直流偏置电平。计算拟合过程不在本文的讨论范围。

3 可行性仿真

为了验证图2电路的可行性以及计算的准确性，通过仿真进行了验证。本次仿真主要验证输入直流偏置与输出直流偏置的分离可行性，以及放大倍数的正确性。

此电路作为一种弱信号放大器，其输入阻抗R应足够小，同时为了保证放大倍数，积分电容Ci与积分时间CLK_1又要足够大，但又不能特别大，以免运放进入饱和状态。为了检验输入直流偏置与输出直流偏置分离的可行性，还需设置不同的Vref_1与Vref_2。同时，复位时间CLK_2与采样时间CLK_3又要足够长，以保证电容Ci与C1充分充放电。水听器的输出响应变化一般可达到1mV及以上[5]，因此输入信号采用低频正弦波输入，峰峰值变化为2mV，拟设置放大倍数

仿真参数如表1所示。在该参数下，信号放大倍数应达到－500倍，输出直流偏置应稳定在3V。控制信号CLK1～CLK3的时序如图3所示，其中控制信号的高电平对应相应开关的闭合状态，低电平对应相应开关的断开状态，绿色线对应积分开关K1，红色线对应采样保持开关K3，紫色线对应起始电压复位开关K2。

表1 CTIA仿真参数

图3 开关时序

微弱信号放大电路仿真结果如图4所示。图中黄线为模拟的水听器输入信号，由于本次仿真主要考察输入输出直流偏置电平的可分离性，因此输入信号的直流偏置电平为随机选择，只需满足同输出偏置电平的区分性即可。图中红色线为积分输出线，由图可知，积分放大电路的输出每次均从3V（Vref_2）开始积分，当输入信号大于Vref_1时向下积分，当输入小于Vref_1时向上积分，符合仿真预期。图中绿色线为采样保持输出，由图可知，微弱信号经过该电路得到有效放大，由输入峰峰值2mV被放大到输出峰峰值1V，放大倍数－500倍，符合仿真预期。

图4 微弱信号放大电路仿真结果

综合以上仿真结果，电路的放大倍数，以及输入输出信号直流偏置的可分离性均符合预期，由此验证了该电路在保证放大倍数的同时，避免由于水听器输出性能离散性导致的运放输出结果失真现象，是完全可行的。

4 结束语

在详细描述用于微弱信号的CTIA型积分放大电路与采样保持电路的工作原理的基础上，提出在获得尽可能大的放大倍数的需求下，避免由于水听器输出性能不一致而导致采样结果失真问题的一种解决办法，并通过仿真验证了该方法的可行性。该方法的实现，不但需要嵌入式系统的时序控制，还需要嵌入式系统完成信号输入直流偏置电平的拟合输出反馈。完成水听器信号的调理后，后续通过采样、模数转换成数值信号[6]，并在嵌入式系统中完成信号的进一步处理[7]。

除此之外，在实际应用中，还需要考虑运放的失调消除技术以及噪声抑制技术，从而得到高信噪比的信号输出。比如，选用低噪声、快速的建立时间、高增益的运算放大器，由此降低失调并获得更高的精度。这方面的技术改进具有广泛的应用前景，其设计细节和存在的问题还有待做出进一步的研究。

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