一种新型无电解电容Buck-Boost正反激LED驱动电路的研究

曾怡达，朱仁伟，唐 丽，李 宝

（西南交通大学电气工程学院，成都 610031）

传统照明一般采用白炽灯、荧光灯等照明器材，但是白炽灯效率低且能耗高，荧光灯寿命短且存在环境污染等问题。近年来，LED照明技术得到了迅速发展，在使用寿命、节能环保和应用条件等方面均大大优于传统照明器材。

相对于两级式LED驱动电路而言，单级LED驱动电路由于其结构简单、效率高和成本低等优点更适合作为LED照明应用。传统Buck-Boost反激式PFC变换器[1，4]的PFC级和DC/DC级同时在DCM模式下工作时，其电路具有本质的PFC特性，功率因数高，并且中间级储能电容只与输入电压、输入电感和变压器原边的电感相关，与开关频率、占空比、负载无关。加入漏感回馈回路可以将漏感能量回馈到输入端，提高了变换器的工作效率。其去除电解电容的设计理论基础为

式中：P0为变换器的输出功率；Cdc为变换器的中间级电容；Vdc_max、Vdc_min分别为中间级电容电压的峰值和谷值；ω为电网角频率。

变换器的输出电压电流纹波依赖于中间级电容输入纹波Vdc的大小，即Vdc_max-Vdc_min不能过大。可以看出在限制了中间级电容的情况下，输出电压电流纹波只依赖于输出电容进行滤波，导致其输出功率不能太大。因此此电路拓扑只适用于很小功率的场合。在文献[4]中，实验样机只做到了5 W，输出纹波率已经有20%。所以传统单极Buck-Boost反激变换器只能用于小功率场合，不适合应用于对输出电压的质量要求较高的场合。

本文中研究的一种将正反激电路[3]应用于传统单级Buck-Boost反激变换器，提出了一种单级无电解电容Buck-Boost正反激PFC变换器。它继承了传统电路中漏感回馈电路的优点，并且PFC级和DC/DC级均存在中间级电容进行能量的传递，变压器工作在正反激的模态，其磁芯利用率较高[6-7]，此电路拓扑实现无电解电容的原理和传统拓扑一致，由于DC/DC级存在续流电感和滤波电容共同进行滤波，通过增大中间级电压纹波，增大了输出功率，其输出电压的纹波率较小。

1 工作原理

局限于中间级电容大小的影响，传统无电解电容Buck-Boost反激PFC变换器只能应用于功率很小的场合，本文中改变了变压器反激式拓扑结构，将正反激电路应用于这种PFC变换器拓扑中，提出了如图1所示的单级无电解电容Buck-Boost正反激式PFC变换器。为了简化理论分析，对电路拓扑提出以下假设：

图1 单级无电解电容Buck-Boost正反激变换器Fig.1 Single-stage electrolytic-capacitor-free Buck-Boost forward-flyback converter

（1）除了变压器存在漏感以外的其他元件均是理想的，不存在寄生参数，因此可以理解其不存在损耗，效率为100%。

（2）Vrec表示经过整流桥整流过后的电压，其表达式 Vrec=Vm|sin（ωt）|，Vm是交流输入电压的峰值，ω是电网角频率，ω=2πf。

（3）因为开关频率远大于电网的角频率，故在一个周期内可以视为电网输入电压是恒定值，即输入电容Cin的电压是不变的。

（4）假设中间级电容C1、C2和滤波电容C0足够大，即在中间级电容和滤波电容两端电压均为恒定值。

如图2所示，变换器在一个开关周期内分为4个工作模态，各个模态的关键波形如图3所示。

模态 1[t0，t1]：开关管 Q1、Q2导通，变压器工作在正激方式下，等效工作模式如图1（a）所示，此种模态下有3种回路：①电感La充电回路，该回路由Cin、VD0、La、Q1组成，在 Vrec的作用下，电感电流 iLa线性增长；②励磁电感Lb充电回路，该回路由电容C1、开关管Q1、变压器原边电感组成，中间级电容C1为原边电感充电，励磁电感Lb上的电流线性增长；③副边正激模态电路，副边二极管VD2关断，副边感应电压和电容C2的电压进行叠加共同为负载进行供电，iL0线性增长。模态对应于图3（a）所示为D1Ts阶段，D1为开关的占空比，Ts为开关周期。

模态 2[t1，t2]：开关管 Q1、Q2同时关断，该阶段下有4条回路：①电感La放电回路，该回路由La、C1、VD0、VD1组成，电感 La通过 VD0和 VD1向 C1进行充电iLa线性下降；②漏磁电感Lbk放电回路，该回路由变压器原边电感、Cin组成，漏磁能量通过二极管VD3反馈到输出端，漏电感与输入电容Cin发生谐振，iLbk呈非线性减少，在t2时刻，漏感能量放电完毕；③副边电感反激回路，该回路由副边电感、VD2、Q3、C2组成，变压器中的反激能量为 C2进行充电，反激电流iLbs下降；④续流电感L0续流回路，续流电感L0对负载进行续流，iL0线性减少。由于副边也存在漏感，漏感与C2和副边开关Q2寄生电容发生谐振作用，在关断的瞬间Q2两端出现尖端电压。

模态 3[t2，t3]：开关管 Q1、Q2继续关断，漏电感已经放电完毕，同模态2工作模式相似，电流iLa与iLbs继续下降，无论哪种先行减少到0，因为不影响整体电路的工作模态，故t3即指代两种电流最后下降到0的时刻。

模态 4[t3，t4]：开关管 Q1、Q2继续关断，并且 iLa与iLbs均已经放电结束，由于励磁电感电流逐渐降为0，在这一时期副边等效励磁电感Lbs、C2和Q2寄生发生谐振，开关管Q2上的电压将发生振荡电压，最终Q2两端的电压与Vc2大小相等。电感L0继续为负载进行续流，续流电感L0工作在CCM模态。t4时刻整个开关周期结束。

图2 各阶段等效拓扑Fig.2 Equivalent topological of stages

图3 工作模态及关键波形Fig.3 Operating modal and key waveforms

2 变换器特性分析

2.1 功率因数及占空比D1的计算

交流端输入电压设为 Vin=Vmsin（ωt）；Vm为输入电压的峰值。经过整流桥后输入电压Vrec=Vm|sin（ωt）|。电路工作在DCM状态，电感La的峰值电流iLa_p为

由电路的工作模态可知，输入电流的平均值为

可知，在DCM工作模态下，输入电流与电压呈完全的正弦函数关系。

在一个工作周期内，输入功率Pin为

式中，fs为开关频率。

控制电路进行快速的电压调节，占空比可以近似为

2.2 中间级电容电压Vc1、Vc2的计算

变换器工作在正激模态时，变压器与中间级电容电压C2叠加共同为后级进行能量传递。续流电感L0上在[0，D1Ts]输入电流的平均值为

在一个工作周期Ts内变压器与中间级电容C2为负载提供的能量为

基于输入输出的功率平衡，即P0=Pin，得到

由式（9）可知：①中间级电容C1与C2上的电压之和与负载没有关系，一旦确定了输出电压V0和输入电压峰值Vm，Vc1+Vc2只和L0和La存在关系；②如果L0和La的比值确定，Vc1+Vc2是Vm的非线性函数关系。

变压器工作在励磁电流断续模态，副边的中间级电容C2与反激式变换器工作在励磁电流断续模态相同，其电压Vc2与Vc1满足的关系式为

式中，k为变压器工作在断续模式下的不连续度，取值范围为0＜k≤1，k=1时，代表工作在励磁电流连续模式，k的表达式为

式中，D2为变压器副边反激电流下降到0时对应的占空比。则有

由式（9）和式（12）可得

根据方程式（13），电感 La=660 μH、L0/La=1.8、输入电压为220 V、输出电压为50 V时，Vc1在不同k值下与占空比D1的关系曲线如图4所示。从中可知在同一占空比下，不连续度k越小，中间级电容Vc1越小。

图4 在不同k下Vc1与D1的关系曲线Fig.4 Curves of Vc1vs D1with different values of k

输出侧等效电路如图5所示。从等效电路可知，输出侧是一个受控Buck电路，则输出电压V0的表达式为

关于K值的解释：K值的选取和前级的电感La以及变压器的励磁电感的选取以及工作模态等等都有直接的联系，这里面K值的使用旨在于理解中间级电容上的电压大小，更好的理解输出电压和中间级电容上电压之间的联系。

图5 输出侧等效电路Fig.5 Equivalent circuit of output side

由式（14）可知，输出电压V0与前级中间级电容电压Vc1成的关系，因为具有很好的宽范围输入特性，这样可以通过增大中间级电容C1的纹波来提高变换器的输出功率，并且由于副边通过续流电感和滤波电容共同进行滤波，这样可以在增加功率的条件下并不需要很大的滤波电容，续流电感的存在也使得输出的高频纹波变得很小。

3 实验结果

为了验证所提出电路的正确性，制作完成了一台30 W原理样机，如图6，该样机设计指标为：输入线电压 Vac：130~260 V，60 kHz，输出 50 V/625 mA，效率为85%，无电解电容。

图6 主电路实验样机Fig.6 Experimental prototype of main circuit

根据设计指标，结合以上的分析，本文设计的满足上述指标的驱动电路参数如下：共模电感10 mH，输入电容 0.1 μF/500 V，输入电感 La=660 μH，前级薄膜电容C1=10 μF，一次侧电感Lb=440 μH，变压器一、二次侧匝比为1，后级薄膜电容C2=10 μF，输出滤波电感L0=1.2 mH，输出滤波电容为薄膜电容 C0=20 μF，二极管均选用 MUR840G，前级开关管为IXFH11N80，后级开关管为IRFP340，控制芯片采用TL494CJ，驱动芯片采用A3120。

图7为输入220 V时输入电压电流波形，可以发现在额定功率下，输入电流iin很好地跟随了输入电压的波形，实现了功率因数校正。

图8为220 V额定功率下中间级电容C1、C2的波形，中间级电容Vc1峰值为200 V，纹波大约为80 V，Vc2峰值为150 V左右，其纹波大约为25 V。两者同相位。

图9为220 V额定功率下开关管两端电压波形，VQ1不存在由于变压器漏感而产生的峰值电压，说明漏感回馈电路很好地吸收了漏感电流。

图7 输入端电压、电流波形Fig.7 Waveforms of input voltage and input current

图8 中间级电容电压波形Fig.8 Voltage waveforms of center capacitances

图9 开关管Q1、Q2两端电压波形Fig.9 Voltage waveforms at two terminals of switch tubes Q1and Q2

在开关管Q2关断的瞬间，由于副边漏电感的作用，瞬间Q2两端的电压上升到300 V，随后在副边反激电流的作用下很快下降至0。副边反激电流下降到0后，副边励磁电感、副边电容C2与开关管Q2发生谐振，开关管两端的电压发生振荡，由于在实际参数选择中，实验中的振荡时间过长，Q2两端的电压没有稳定至VC2之前，下个开关周期已经来到，出现如图9所示的电压波形。

图10为输出电压波形，输出电压稳定在50 V，输出电流平均值在700 mA左右，达到了预期设定值。由于存在续流电感和滤波电容的作用，其高频纹波很小，2倍频纹波峰峰值在2 V，纹波率4%，说明其控制性能良好。

图10 输出电压和输出电流波形Fig.10 Waveforms of output voltage and output current

图11给出了在额定功率下该PFC变换器输入电压、功率因数随输入电压的变化曲线。在图中可以看出，随着输入电压的增大，功率因数在逐渐的减小，效率在逐步的增大，相对于传统Buck-Boost反激试变换器，因元件数目应用的增多，并且工作功率的增大，对其效率有一定的影响，但是最低都能保证有82%的效率，且在最大输入电压下效率接近90%；PF值都能在0.95以上。

图11 效率、功率因数和输入电压的关系曲线Fig.11 Relationship curves of input voltage vs efficiency and power factor

4 结语

目前，大容量电解电容的应用已经大大影响了LED驱动照明驱动的使用寿命，成为其应用推广的阻碍。本文提出了一种无电解电容的LED驱动电路，在继承了传统驱动电路漏感能量反馈至输入端的优点，将正反激电路成功应用于DC/DC级，通过两级中间级电容与续流电感的使用，在提高输出功率的同时，输出纹波率大幅下降，磁芯利用率得到提高。

参考文献：

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