快速响应的多电平双向电源及高精度电压控制方法

谢志为，陈燕东，欧阳红林，周乐明，伍文华，欧素妤，张 兵，罗 安

（国家电能变换与控制工程技术研究中心（湖南大学），长沙 410082）

海岛电网由于所处环境的特殊性，其运行模式只能孤网运行或者与大陆主电网存在较弱的联系，这使得海岛用户用电的可靠性问题普遍存在。根据传统电力生产模式经验，只能通过加强与大陆主电网的联络，利用添加冗余线路来提高海岛电网供电可靠性。但从2008年汶川地震及南方冰灾的实际情况来看，仅仅通过加强与外部大陆主电网的联络无法保证海岛电网内部供电的安全可靠，只有建立一个能够独立运行、自主反应、可以自治的电力系统，才能够更加有效地保证海岛电网供电的可靠性。

将海岛电力用户及各种分布式能源组成海岛微电网，不仅能节省因加强与大陆主电网联络而带来的巨额海底电缆投资，同时可有效避免海底电缆存在的固有缺陷，还能利用多种互补的可再生能源及先进的控制技术来提高海岛用户的供电可靠性，改善海岛电网电能质量[1]。

海岛供电用电环境非常复杂，随着海岛经济的不断发展，其所带冲击性负荷越来越多，对电能质量的挑战越来越大。冲击性负荷不仅会对电网运行环境的安全稳定产生影响，还会对相关电力设备造成影响[2]。对于冲击性无功负荷引起的系统电压波动，一般采用在各车间设置静止型动态无功补偿SVC（static var compensator）装置[3]，但这种方法经济适用性不高，并且不适用于海岛这种环境多变的地区，在发生大扰动情况下将会加重冲击性负荷对暂态稳定性的影响。在实例研究中，当某一地区电网发生如机组跳机、线路断路等大扰动的情况下，可以采用立即切除部分大容量冲击负荷的措施来维持系统的稳定[4]，但对于用户来说，这种方法带来了极大的不便。如何增强系统的抗扰性、提升系统的动态响应性能以及提高系统的输出精度，成为近年来的研究热点。

在变流器输出电压电流控制中，常采用比例积分 PI（proportional integral）控制[5]。PI 控制实现简单，参数容易整定，但是，PI控制对各低次谐波电流缺乏足够的抑制能力[6]。比例谐振控制器可以在确定频率点上做到对交流电流的无静差跟踪，但当电网的频率出现偏移时，将出现控制器无法跟踪上参考电流的情况。为了解决这一问题，文献[7]提出了准比例谐振QPR（quasi-proportional resonance）控制，该控制算法是在比例谐振控制器基础上加入一个零点[8]，以获取较大增益和带宽，从而提高对电网频率的适应范围，同时具有一定的抗电网电压谐波和不平衡作用。

在跟踪信号、提高系统的输出精度方面，可采用重复控制[8]。重复控制是在20世纪80年代初I-noue等[9]提出的一种学习控制方法，针对连续SISO线性时不变系统，用于高精度跟踪一个周期已知的参考输入，这种控制方式是一种简单的学习控制方法，在周期性控制过程中有较高的精度，稳态误差接近0[10]。

针对冲击性负荷带来的扰动，可以采用负载电流的中高频分量前馈的方式来削弱[11]。将采样得到的输出电压与前馈量相减，抵消扰动。

本文就如何提高海岛用户的供电可靠性和改善海岛微网电源输出电能质量的问题展开研究。提出电压外环QPR+重复控制，使得控制系统能够无静差跟踪电压在基频和主要次谐波频率处信号；电流环采用PI控制，使系统在进入稳态后无稳态误差[12]。通过负载电流的中高频分量前馈，有效提高了系统的动态响应速度，并降低冲击性负荷下电源输出电压的剧烈扰动，增强了多电平电源的抗扰性能，解决了海岛国防设施和民用设备可靠供电的难题。

1 多电平双向电源系统结构

本文提出了一种快速响应的多电平双向电源。电源前端与分布式发电装置相连，电源后端通过母线与负载相连，由于分布式发电装置发出的电能谐波含量高，不能直接给用户供电，经过此快速响应的多电平双向电源转换后，可输出高质量电能，为海岛用户提供优质电能。前级整流电路和后级多电平逆变电路组成该多电平电源结构子模块，其中，多电平逆变电路选取三电平拓扑结构，该结构具有输出容量大、输出电压高、电流谐波含量小等优点，满足海岛电源可靠供电的要求。多个多电平电源结构子模块并联于交流母线上以增大电源输出电流。该电源可实现能量的双向流动，负载的制动能量反馈回直流储能电容。

多电平双向电源系统拓扑结构如图1所示。n（n=1,2,…）个多电平电源结构子模块并联于交流母线上。具体包括前级LC滤波电路、前级全控整流电路、后级直流储能电容、后级多电平逆变电路及后级LC滤波电路。其中，后级LC滤波器接入交流母线，通过交流母线与负载相连；后级多电平逆变电路采用单相二极管钳位型三电平逆变电路，与后级LC滤波器一同工作，既能避免复杂电路结构带来的控制和稳定性问题，又可对高频谐波电流起到较大的衰减作用。

图中，C1、C2为后级直流储能电容，钳位二极管D11、D12、D21、D22、D31、D32与功率管T11、T12、T13、T14、T21、T22、T23、T24、T31、T32、T33、T34构成二极管钳位型三电平逆变电路，电感 La、Lb、Lc与电容 Ca、Cb、Cc并联组成后级 LC 滤波器，uo_a、uo_b、uo_c为三相输出相电压，iL_a、iL_b、iL_c为逆变侧输出相电流，N'为中性点，iLoad_a、iLoad_b、iLoad_c为三相负载电流。

图1 多电平双向电源系统拓扑结构Fig.1 Topology of multi-level bidirectional power system

2 控制方法

基于所提快速响应的多电平双向电源，提出了一种高精度电压控制方法。考虑到海岛冲击性负荷对电源输出电压的影响，引入负载电流中高频分量前馈，将前馈分量与采样得到的输出电压做差，减去其中的高频分量，降低了冲击性负荷下电源输出电压的剧烈扰动，并有效提高了系统的动态响应速度，增强了多电平电源的抗扰性能；同时电压环提出QPR+重复控制，实现了输出电压在基频和主要次谐波频率处的无静差控制，从而提高了多电平电源输出电压的控制精度；电流环采用PI控制，可以使系统在进入稳态后无稳态误差。本文所提控制方法下的快速响应的多电平双向电源系统可为海岛用户高质供电。

多电平双向电源控制系统框图如图2所示。在每个采样周期的起始点，对多电平电源逆变器交流侧的滤波电容电压uo_abc（也即A、B、C三相的输出电压，下文该形式类同表示）、输出电流iL_abc以及负载电流iLoad_abc分别进行采样，将经过AD转换器转换后的数据送给DSP控制器；将iLoad_abc的中高频分量前馈，得到前馈量；将uo_abc与前馈量做差；电压参考值uref_abc减去所得差值得到电压误差量Δu1_abc；将Δu1_abc经重复控制及补偿器补偿后得到重复控制电流参考值 iref1_abc，Δu1_abc通过QPR控制后得到QPR控制电流参考值iref2_abc，iref1_abc加上iref2_abc得到电流内环参考指令iref_abc，并与逆变器输出电流iL_abc相减得到电流误差量ΔiL_abc；将电流误差量ΔiL_abc经PI调节后，得到载波层叠PWM调制波信号ur_abc。

图2 多电平双向电源控制系统系统框图Fig.2 Block diagram of the multi-level bi-directional power control system

2.1 负载电流的中高频分量前馈

为减小冲击性负荷给电源输出电压带来的扰动，引入负载电流的中高频分量前馈，如图2中“冲击负载高频电流分量前馈”所示，负载电流通过前馈传递函数所得的前馈分量与输出电压做差，将输出电压中的中高频分量抵消，保证输出电压的稳定。前馈传递函数为

式中：KLoad为负载电流前馈系数；s为拉普拉斯变化因子；ωd为截止频率。

2.2 电压环QPR+重复控制

2.2.1 重复控制器的设计

重复控制传递函数为

式中：J为内模系数；Krc为比例系数；ω0为电网角频率；Gs（s）为补偿器传递函数，表示为

式中：esNcTs为超前环节，用以实现对系统相位的补偿，保证控制系统在中低频段近似零相移；而GLPF（s）采用适当的低通滤波器实现控制高次谐振频率处的增益，进而改善控制系统的稳定裕度。

2.2.2 QPR控制器的设计

QPR控制的传递函数[13]为

式中：Kp为 QPR控制的比例系数，Kp=1；Ki为 QPR控制的积分系数，Ki=1；ωc为谐振带宽；ω0为电网角频率，ω0=314 rad/s。

2.2.3 QPR+重复控制

重复控制通过对消扰动，实现稳态波形的无差跟踪，应用重复控制不仅可以提高系统的跟踪精度，还可以提高系统的鲁棒性[14-15]。而QPR控制可以放大基频附近的信号，使信号被更好地跟踪。本文提出电压外环QPR+重复控制的控制方式，使得控制系统能够无静差跟踪电压在基频和主要次谐波频率处信号，以达到提高多电平电源输出电压控制精度的目的，控制框图见图2。电压环控制器GQPR+RC（s）在等效连续域的表达式为

将式（5）进行适当数学变换，则有

由于存在等式变换，即

那么，式（6）可展开为

ωc可减小公共母线的基波频率波动对重复控制增益的影响，其与J存在的数学关系为

考虑到公共母线基波频率的波动范围可被限定在±0.5 Hz范围内，易计算出J的取值为0.92。传递函数GQPR+RC的波特图如图3所示。通过QPR+重复控制，控制系统可增强对基频和主要次谐波处信号的跟踪性能，提高系统的控制精度。

图3 QPR+重复控制的波特图Fig.3 Bode plot of QPR+repeative control

2.3 电流环PI控制

前面所述控制步骤，对电源输出电压进行了控制，但是对于输出电流的质量并没有保障，因此，再加入一个电流环的PI控制。将经过负载电流的中高频分量前馈、电压环QPR+重复控制后的信号作为电流的指令信号，与采样得到的逆变器输出电流iL_abc相减得到电流误差量ΔiL_abc；ΔiL_abc经过PI调节后，得到载波层叠PWM调制波信号ur_abc，在本文的仿真验证中，Kp=10，Ki=0.000 1。

对ur_abc和三角载波进行载波层叠PWM调制，得到逆变开关管的占空比信号，控制逆变电路开关管的开通与关断。A相开关管导通关断的规律如下：T11与 T13、T12与 T14信号互补，在正半周期内，T11间歇导通，T12一直导通，当T11与T12同时导通时A相输出为正；在负半周期内，T14间歇导通，T13一直导通，当T13与T14同时导通时A相输出为负；整个周期中，当T12与T13同时导通时A相输出为0。B相滞后A相120°，C相超前A相120°，其开关管通断规律与A相一致。

3 仿真验证

本文采用载波层叠PWM，每相调制波信号分别对应控制每相桥臂开关管的开通与关断。在PSIM软件上对所提控制方法进行仿真验证。由于本文所提控制方法是针对多电平逆变电路，进行仿真时整流部分直接用直流源替代，逆变电路为二极管钳位型三相三电平逆变电路，设置仿真参数如下：直流电压源720 V；直流侧并联储能电容器容值为5 000 μF，初始电容电压为720/2 V；逆变侧滤波电感为0.8 mH，滤波电容为4.7 μF；负载为阻感性负载，阻值20 Ω，电感为0.02 mH；电压参考信号是频率为50 Hz、幅值为360 V的交流正弦信号；三角载波的频率为10 000 Hz、幅值为1 V。

为了引入冲击性负荷，在阻感性负载两端并联一个由给定脉冲控制通断的开关和阻感性负载串联的支路，脉冲频率为10 Hz，开关初始状态为断态，脉冲触发后在通态与断态之间切换。

不同控制方式下输出电流、电压的THD如表1所示。由表可知，采用开环控制时，由于负载中开关的通断给电路引入了冲击性负荷，开环控制中输出的电流电压THD较大；采用PI控制方式时，由于PI控制自身对各低次谐波电流缺乏足够的抑制能力[6]，控制效果不理想，输出的各相电流、电压THD都大；采用QPR控制方式时，基波频率附近的信号增益很大，由于此时的开关频率仅为10 Hz，与基波频率50 Hz相近，因此QPR控制对此情况的谐波缺乏抑制能力，控制效果不好；采用本文电压环由QPR+重复控制、电流环PI控制并且将负载电流的中高次频率分量前馈，三相输出电流THD分别为0.594×10-2、0.626×10-2、0.580×10-2， 三相输出电压THD 分别为 0.598×10-2、0.632×10-2、0.585×10-2。与前面所述的三种控制方式相比，本文所提控制方式下输出电流、电压的THD更低，保证了电源输出电流、电压的质量。

表1 不同控制方式下输出电流、电压的THDTab.1 THD of output current and output voltage in different control modes（×10-2）

在控制中加入重复控制，使得信号可以被更精确地跟踪。本文控制方式下的电流、电压波形如图4所示，QPR控制方式下的电流、电压波形如图5所示。与图5相比，图4的波形更为准确，所含谐波更少；负载电流的中高次频率分量前馈，可以抵消部分冲击性负荷带来的高次谐波。图6为开环控制方式下的电流电压波形，与图4相比，在开关切换的时刻，图4中电压产生的尖峰较小。

图4 本文控制方式下的电流、电压波形Fig.4 Waveforms of current and voltage in the proposed control mode

图5 QPR控制方式下的电流电压波形Fig.5 Waveformsofcurrentand voltage in QPR control mode

图6 开环控制方式下的电流电压波形Fig.6 Waveforms of current and voltage in open-loop control mode

4 结语

通过PSIM仿真验证，本文所提的控制方法采用电压环QPR+重复控制以及电流环PI控制；负载电流的中高频分量前馈，能够有效提高系统的动态响应性能及其输出电压的控制精度，降低了冲击性负荷带来的扰动，增强了系统稳定性。该快速响应的多电平电源及其高精度控制方法适用于海岛等环境恶劣的地区，能为用户提供高质量的电能。

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