基于V2G的双向AC/DC变换器控制技术及电流畸变问题的研究

荆 磊 ，张俊峰 ，邱茂航 ，刘 波 ，陈 敏

（1.浙江大学电气工程学院，杭州 310027；2.广东电网有限责任公司电力科学研究院，广州510080）

近年来，随着智能电网和电动汽车技术的发展，V2G技术也受到了越来越多的关注。V2G技术的核心思想在于电动汽车和电网的互动，即利用大量电动汽车的储能作为新能源发电接入电网的缓冲。当电网的负荷过高时，电动汽车的动力电池放电，向电网馈电；当电网负荷低时，电动汽车存储电网过剩的发电量。通过智能调度来安排充放电时间，实现合理有序的充放电管理，从而可以实现削峰填谷，提高电网的运行效率，优化电网运行[1-6]。而负责实现充、放电功能的双向AC/DC变换器，是V2G技术中的核心和指令执行装置，必须能够实现功率的双向流动，控制输入、输出的电能质量，因此对其控制技术提出了较高的要求。

本文对适用于双向AC/DC变换器的控制技术进行了分析比较，重点研究了单极性脉宽调制PWM（pulse width modulation）、双极性PWM以及单极倍频PWM策略，分析了其优劣势，选择了单极性PWM和基于平均电流控制的双环控制策略。双环中的电压外环用来控制母线电压，用来获得一个稳定的直流母线电压，并通过采样母线电压与参考电压比较生成电流基准，且外环带宽设计的较小以有效减弱外部噪声带来的干扰。电流内环通过采样电感电流进行反馈，实现电流跟踪电网电压变化，获得较高的正弦度和功率因数，环路补偿简单，响应速度较快。单极性PWM由于每个周期只有2个开关管交替导通，因此相较于双极性和单极性倍频调制可以降低开关损耗，提高整机效率，且单极性调制的谐波性能要优于双极性调制，开关管承受的du/dt也比双极性调制下要小[7-11]，虽然单极性倍频PWM策略也能减小电感电流纹波，但是其共模特性较差，且功率开关管全部工作于高频开关状态，导致整机开关损耗较大，因此本文通过综合分析比较选取了单极性PWM方式。

单极性调制具有较低的开关损耗和较小的共模干扰等优势，但是电流波形在过零点附近会出现畸变[12-15]。

单极性PWM方式下的电流过零畸变问题使得双向AC/DC变换器的电流总谐波畸变THD（total harmonic distortion）增加，降低了电能变换质量。根据IEEE Std.929-2000标准规定，变换器的并网电流THD要小于5%，电流过零点畸变问题对双向车载变换器的实际应用造成了不利影响，研究改进的控制策略来解决电流过零畸变问题十分必要。本文对电流过零点畸变的主要原因进行了分析，得出慢管切换时调制波和电网电压不同步是电流过零畸变的产生的主要原因。基于此提出了一种改进的控制策略，即通过补偿调制波和电网电压之间的相差来优化正负半周期工频桥臂开关管的切换，从而解决了电流过零点畸变的问题。最后通过一个3 kW的双向AC/DC变换器实验平台验证了该方法的可行性和有效性。

1 双向变换器主要控制策略研究

1.1 电流连续模式（CCM）下电流控制策略

电路工作于电流断续模式DCM（discontinuous conduction mode）时，最大峰值电流和电流纹波都比较大，开关管等器件的电流应力也比较大，一般适用于中小功率场合，因此本文中的3 kW的双向变换器实验平台采用的是电流连续模式CCM（continuous conduction mode）工作模式，其控制系统框图如图1所示。

图1 双向AC/DC变换器控制系统框图Fig.1 Block diagram of control system of the bidirectional AC/DC converter

CCM控制根据电感电流的控制方法又可以分为平均电流控制、峰值电流控制和滞环电流控制等，控制策略如图2所示。

峰值电流控制如图2（a）所示，通过采样电感电流与参考基准进行比较，据此生成PWM控制信号，通过占空比来对电流进行调节控制。但是峰值电流控制对噪声比较敏感，而且在占空比超过0.5时会出现控制不稳定，需要额外加斜坡补偿。

滞环电流控制如图2（b）所示，电流参考有上下两个阈值。滞环电流控制具有动态响应快、控制模式自带限流功能等优点，但是滞环电流控制在一个周期内频率持续变化，容易降低电路EMI性能。

图2 CCM模式下电流控制策略Fig.2 Current control strategies in CCM mode

平均电流控制如图2（c）所示，同样也是采样电感电流，并与电流参考比较生成PWM控制信号。平均电流控制一般采用双环路控制，电压外环带宽较窄，环路响应速度慢，可以有效地减弱干扰对控制环路的影响；电流内环响应较快，使得控制的电流可以准确地跟踪参考。而且在一个周期内频率恒定，EMI性能比滞环电流控制好，控制环路设计也较为简单。通过以上的比较分析可以知道，平均电流控制具有较优越的性能，故本文中实验平台采用的为平均电流控制方法。

1.2 PWM方式的分析比较

脉冲宽度调制PWM在多种电力电子变换器中得到了越来越多的应用，其也发展出了各种不同类型的PWM策略。在多种调制方法中，有3种调制方式使用的最为广泛，分别是单极性PWM、双极性PWM以及单极性倍频PWM，对于其他一些调制方案，如随机PWM、简化PWM等，虽然它们在减小EMI和开关损耗等方面具有优势，但是由于其复杂的控制策略，难以进行计算和实现，故不经常被采用。因此本文只针对前3种PWM策略进行分析比较。

本文中双向AC/DC变换器所采用的拓扑如图3所示。不同调制方式下的电感电流如图4所示。当电路工作于单极性PWM下时，电感电流的变化如图4（a）所示，双极性调制和单极性倍频调制下的电流变化分别如图4（b）和（c）所示。由于在一个开关周期中，电流上升值与下降值近似相等，当使用单极性进行调制时，根据图4，电流在一个开关周期中变化大小可表示为

图3 主电路拓扑Fig.3 Topology of main circuit

图4 不同调制方式下的电感电流Fig.4 Inductance current in different modulation modes

可得在单极性调制下电感电流纹波最大值为

类似可得，双极性PWM调制下和单极性倍频PWM调制下的电感电流纹波最大值为和。

由以上分析可以看出，在开关频率一致的情况下，双极性PWM调制的最大电感电流纹波最大，单极性倍频PWM调制的最小。但是单极性倍频调制下共模噪声很大，这是由于桥臂侧地端和网侧地端的电位差在0和Vdc间高频变化，这就会通过之间的寄生电容等产生较大的共模干扰；而单极性调制下由于正负半周期慢管桥臂始终有一个管子处于导通状态，所以两侧地端的电位差恒定为0或者Vdc，只在正负半周期切换时会发生电位变化，因此共模噪声相较于单极性倍频调制小很多，同时由于单极性调制下只有一组桥臂工作于高频开关状态，另一组桥臂工作于工频开关状态，因此在开关管损耗和成本上也具有一定优势。综合以上，本文中双向AC/DC变换器采用单极性PWM方式。

2 电流过零畸变分析及改善

2.1 单极性调制下的电流过零畸变

单极性PWM虽然具有低的开关损耗、小的电流纹波以及较好的共模特性，但是其也有着电流过零畸变的缺陷。采用单极性调制时，变换器在电网电压过零点附近会有工频桥臂上下管切换的问题，由于控制环路造成的延迟和电网电压的影响等原因，会导致电流过零点畸变的产生。以本文搭建3 kW双向变换器实验平台为基础对电流过零点畸变问题进行分析，并在此基础上提出了一种改善电流过零畸变的控制策略。

由于双向变换器正反向工作模式对称，故仅以逆变工作模式为例进行分析，工作于功率因数校正PFC（power factor correction）模式时的分析类似不再敖述。在单极性调制的逆变器中，一般情况下是在电网电压过零点处进行工频管的切换。假设网测电流能够准确跟踪电网电压，即实现单位功率因数。图5所示为逆变器输出到电网电压的简化示意，图中，Vg为电网电压，Vk为调制波电压。在基波分析中LCL滤波器近似为单L滤波器，可以得到调制波电压与电网电压的相位关系，如图6所示。

图5 逆变器输出到电网电压的简化示意Fig.5 Simplified diagram of the output of inverter to grid voltag

图6 电压相位关系Fig.6 Relationship of voltage phase

从图6可以看出，调制波电压和电网电压存在相差，一般的控制策略会在电网电压过零点进行慢管切换，当慢管桥臂下管导通时，逆变器输出电压在0~Vdc变化；当慢管桥臂上管导通时，逆变器输出电压在-Vdc~0变化。控制程序中通过检测电网过零点，来给开关器件驱动信号，但由于Vk和Vg存在相差，电网过零点时调制波等效电压并未过零点，而在单极性PWM调制中调制波存在不连续点，如图7所示。以高频上管T1的占空比D1变化为例，根据单极性调制下电路工作模态可知，在正半周时D1将按照正弦规律变化，而T3的占空比与T1互补，而当进入到负半周期时，高频管T1和T3在拓扑中的作用发生了互换，其占空比变化情况也相应的发生了互换。因此就单一开关管来看，如T1，其占空比在正负半周期出现了不连续的情况，也即是说，在存在延迟时切换慢管，会使得调制电压不连续，电流必然会产生畸变。

图7 单极性PWM调制波示意Fig.7 Schematic of modulation wave under unipolar PWM

据此提出一种解决电流过零畸变的方法，即在电网电压过零点时，将慢管的切换延迟一个角度θ，即工频管的切换时间应选取在调制波的等效电压过零点处。则满载时角度偏置的计算，公式为

式中，L=L1+L2。

根据图6可计算出不同功率下应该补偿的相位角，即

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

采用这种改进控制策略，在一台3 kW的双向变换器实验平台上进行了实验，图8为过零点相位补偿前后的实验波形。从图中可以看出，补偿前的实验波形中电流在过零点附近存在明显畸变，如前述分析，这是由于延时和调制波不连续导致的，即存在延迟时若按照电网电压过零点进行切换，延迟的调制波并未同步于拓扑的变化而变化，这种不同步产生了电流的畸变；而补偿前后电流过零点畸变的问题得到了较好的改善，从而证实了所提方法的有效性。

3 结语

本文在单相双向AC/DC变换器的基础上，分析了其比较常用的几种控制方法，由于基于平均电流的双环控制具有频率恒定，EMI性能较好以及控制环路设计较为简单的优点，单极性PWM调制方式具有开关损耗小、谐波性能较好的优点，故基于变换器效率和EMI等性能指标的考虑，本文选择了基于平均电流的双环控制策略和单极性PWM方式。因单极性PWM在过零点附近会出现电流畸变，故本文对电流畸变产生的原因进行了简要分析，并据此提出了一种过零点相位补偿的控制方法，最后通过实验验证了方法的有效性和可行性。

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