改进的低复杂度数字信道化器

田 斌, 黄俊桦, 孙林海

(1. 西安电子科技大学综合业务网理论及关键技术国家重点实验室, 陕西 西安 710071; 2. 西安电子科技大学信息感知技术协同创新中心, 陕西 西安 710071)

0 引 言

新一代通信卫星有效载荷灵活性高,且兼具柔性、在轨可重构性和可响应性[1],减少了卫星系统的应用限制,卫星的价值得以充分体现。在这样的发展形势下,数字信道化技术应运而生。

在基于频分多址(frequency division multiple access,FDMA)或多频时分多址(multiple frequency-time division multiple address,MF-TDMA)通信体制的数字信道化技术中,宽带上行信道承载了多个业务信号,经过信号分析、交换以及重构等星上处理后,重组业务信号进入宽带下行信道。处理过程均在数字域中进行,因此称这个有效载荷部件为数字信道化器[2]。从处理过程中得出数字信道化器的特点如下:①它能实现上下行信道间业务信号的路由交换;②能够对业务信号的增益进行调控,支持广播或组播功能;③传统透明转发器对业务信号不作处理,直接转发,再生式转发器需要对业务信号进行解调和再调制等处理,而数字信道化器不对业务信号进行解调,直接在数字域中处理,便能实现星上信息交换。相比传统透明式,数字信道化器增加了信号带宽的灵活性,提高了星上转发器的有效通信容量;相比再生式,大大降低了星上信号处理的复杂度,卫星有效载荷的可靠性也得到了提高。

在卫星通信领域中,数字信道化技术发挥着重要作用: 亚洲蜂窝式卫星(asia cellular satellite,ACeS)等窄带卫星通信系统,它需要各用户的信号带宽一样;美军的宽带全球卫星通信(wideband global SATCOM, WGS)系统[3-6],实现了非均匀带宽交换,即各用户信号带宽可以不同;基于该技术的宽带雷达侦查干扰系统[7-8]研究也在国内取得了较好的研究成果。

数字信道化技术的核心作用是从FDMA上行信道中提取出待交换的用户信号,并按预期交换到下行信道中,是一种物理层的电路交换技术。常用的方法有数字下变频法、多级法和解析信号法等,它们采用的均是将宽带上行信道划分成一个个带宽相同子信道的方式,无法实现信道的非均匀划分。

目前已知可以实现非均匀带宽业务子信道划分需求的方法主要有离散滤波器组(discrete filter bank, DFB)[9]和复指数调制滤波器组(complex-exponential modulated filter bank, CEMFB)[10]。DFB方法要实现信号的分析与重构等过程,需要针对不同的子信道设计对应的滤波器。当子信道数不多时,它需要设计的滤波器数量少,复杂度较低,比较经济、可靠;然而子信道数达到几十至上百规模时,无论是从交换的实现难度,还是滤波器组的设计及系数的存储量来看,DFB方法都失去了使用的价值。而CEMFB方法只需要设计性能良好的原型滤波器,就可以调制出一组滤波器,完成子信道分离和合成,从设计难度、计算复杂度和数据存储量等性能来看均有很大提升。时域DFB方法基本无实用价值,而近年来提出的频域DFB方法虽然相比之前性能又有提升,但是计算复杂度仍然较高。时域CEMFB方法在各方面的性能均有提升,但由于卷积运算在硬件上需要变换时钟域才能处理,硬件实现较复杂。

本文将频域滤波法与CEMFB方法相结合,将N个子信道的数据处理转化为2个复合信道的数据处理,提出了新型的数字信道化器结构,可以实现子信道的均匀或非均匀划分,并适合几十甚至上百规模子信道数的应用场景。相比频域DFB方法,本文方法的设计难度与计算复杂度均明显下降,且频域滤波相较时域卷积更易在硬件上实现。

1 频域CEMFB法的数字信道化器

假设数字信道化器有K(K≥1)个宽带上下行信道,每一个宽带信道的总带宽为BtotalMHz,可以划分成为N个基本子信道,子信道带宽为BWmin=Btotal/NMHz;上行信道中的每个业务信号占用的子信道数≤N;不同业务信号间的频谱不重叠,相邻的业务信号间保护带宽为BWgMHz。所有业务信号的路由选择功能通过交换控制参数进行调控,同时支持组播和广播功能。

1.1 频域滤波与频域DFB法

快速傅里叶变换(fast Fourier transform, FFT)和快速傅里叶逆变换(inverse fast Fourier transform, IFFT)是实现频域滤波法[9]的基础,它通过FFT、复数相乘和IFFT完成滤波运算,实现方法如图1所示。

图1 频域滤波实现方法Fig.1 Frequency-domain filter approach

频域滤波法的实现首先需要对时域冲击响应为h(n)、阶数为L的滤波器补N-L个零点,并对其作N点FFT运算映射至频域得到系数H(k)。取N=2z可以使FFT与IFFT运算更简便。

h(n)=0,L≤n≤N-1

(1)

输入信号x(n)是无限长序列,它被均匀分成长度为Nx的数据段。取Nx=N/2可以降低计算复杂度,并且使硬件上实现x(n)的补零操作和后续N/2点重叠相加运算更容易。同时也需要使参数N、L、Nx满足时域卷积定理的条件N≥L+Nx-1。

xm(n)为信号的第m个分段,先补N/2个零点,再作N点FFT运算映射至频域得Xm(k)，即

xm(n)=0,N/2≤n≤N-1

(2)

H(k)和Xm(k)对应相乘,得到Ym(k)，即

Ym(k)=Xm(k)H(k), 0≤k≤N-1

(3)

对Ym(k)进行N点IFFT运算，即

(4)

(5)

与时域卷积滤波法比较,频域滤波法使用了FFT与IFFT运算,大大降低了计算复杂度。

基于频域滤波的信道化方法有频域DFB法,它需要针对不同带宽的业务信号设计相应的分析与重构滤波器组,完成各个业务信号的分析、交换及业务信号重构等过程。如图2所示。

图2 基于频域DFB法的数字信道化器实现框图Fig.2 Realizing diagram of the digital channelizer based on frequency-domain DFB

由图2可知，第j个上行信道的信号分离需要依据其中各个业务信号xu,j,m(n)的占用带宽及对应的中心频率,计算出各个信号的频谱起始位置。根据频谱起始位置和占用带宽选择相应的分析滤波器填充到Hu,j(k)中的相应位置(不同带宽的低通滤波器频域有效系数的数量不同,硬件实现需要对系数进行量化,量化后不为零的系数为有效系数),对各个业务信号的频域数据进行分离。根据交换控制参数,实现所有业务的频域数据的路由交换;根据交换后每个业务信号的频谱起始位置和占用带宽将其基带频域数据填充到Yd,j,m(k)的相应位置,得到完整的交换后基带频域数据。最后将Yd,j,m(k)映射回时域得到时域复基带信号xd,j,m(n)。

该方法经济,可靠,但在信道较多的情况下,需要设计较多不同带宽的分离滤波器,且上行信号或交换控制参数变化时,频域滤波器系数Hu,j(k)和综合信号Yd,j,m(k)也要随之变化,硬件实现难度较大。

1.2 基于复指数调制滤波器组的数字信道化器

基于复指数调制滤波器组的数字信道化器原理结构[10]由4个部分组成,分别是速率变换、分析滤波、交换和综合滤波，如图3所示。

图3 基于复指数调制滤波器组的数字信道化器Fig.3 Digital channelizer based on CEMFB

该数字信道化器的分析滤波和综合滤波部分采用复指数调制精确重构滤波核心算法[11-13]。为实现精确重构滤波,可以使用余弦调制滤波器组[14]或者CEMFB,而复指数调制滤波器的分析和综合滤波器是相同的,设计过程相对简单。设某一个子信道截取出来的子信号对应的中心频率fc=BW*t,t=0,1,…,2M-1;子信道带宽为BW,信号真实带宽BWr=BW-BWg;本文设计的原型滤波器[15]通带截止频率为BW/2,通带内波纹抖动为0.03 dB;过渡带宽为BWg/2,且相邻几个子信道拼接而成的滤波器通带拼接抖动为0.04 dB;阻带起始频率为BWz=BW+BWg,对应的阻带衰减为102 dB。原型滤波器的时域冲击响应为h(n),滤波器阶数一般较高,比如L=8 192,根据卷积定理N≥2L+Nx-1(一次分析滤波,一次综合滤波),得N=32 768。N取更大的值对最终滤波效果没有影响,且计算复杂度更大,所以N取32 768最合适。

因此,图3中分析滤波模块对某一路信号的M倍下采样等效于在频域中以fc为中心抽取出带宽为2·BW的频域数据,如图4所示,其频谱起始位置为Fs=(fc-BW)/fs·N,频谱终止位置为Fe=(fc+BW)/fs·N;而综合滤波模块在频域上的实现方法则是将得到的频域数据填充到该信道对应的频谱位置,其余补零恢复成完整的频域信号,再与综合滤波器相乘。

图4 某一个子信道信号的抽取框图Fig.4 Diagram of the signal extraction of one sub-channel

依据Fs和BW,抽取该子信道对应的频域数据的计算公式为

K=BW/fs·N

(6)

(7)

1.3 改进的数字信道化器

图4中分析模块的结构为先滤波后抽取,将其转化为先抽取后滤波结构。其中需要对滤波器频域数据进行抽取,表示为

(8)

(9)

改进的数字信道化器如图5所示,将原本需要对2M个子信道的处理缩减到只对奇数子信道和偶数子信道的处理,并省去了对频域数据的抽取,硬件上更易实现。同理,因为最终需要将各个子信道的信号叠加,先将各信道频域数据相加再通过IFFT变换回时域不影响结果,所以综合模块也同样转化为对奇数子信道和偶数子信道的处理。

图5 改进的数字信道化器Fig.5 Improved digital channelizer

由图5可知，假设上行信道有Pj个业务信号。其中一个业务信号既可以单独占用一个子信道,也可以占用多个相邻的子信道。

改进的数字信道化器算法具体步骤如下：

步骤1根据原型滤波器的时域冲击响应h(n),采用式(1)计算出H(k),循环移位到各个子信道得到Ht(k),采用18 bit量化,并用式(8)提取出各个子信道滤波器系数后拼接得到奇数信道滤波器Ho(k)和偶数信道滤波器He(k),存储以备后续使用。

步骤2上行信道输入信号xu(n)的速率变化模块将采样率由124.8 Msps转换为153.6 Msps(子信道数目划分由208扩展到256个)。再将xu(n)均分为段,每段长度取N/2,用xu,m(n)表示第m个数据分段,对xu,m(n)采用式(2)计算得到Xu,m(k)。

步骤3分别把Ho(k)和He(k)与Xu,m(k)对应相乘,即做分析滤波,得到Yu,m,o(k)和Yu,m,e(k),0≤k≤N-1。

步骤4从Yu,m,o(k)和Yu,m,e(k)中可以提取出各个子信道对应的频域数据,再根据交换控制参数对其进行数据交换,得到下行信道各个子信道的频域数据,Yd,m,o(k)和Yd,m,e(k)。

重复处理步骤2～步骤7,将实现星上的业务信号分析、交换以及子信号重构的处理过程。

2 数值实验

本节给出了支持子信道的精确提取和子信道交换功能的2个数值实验。本实验采用的输入信号如图6所示,其参数配置如表1所示,参考了美军的WGS系统。

图6 上行信道输入信号频谱图Fig.6 Up-link signal power spectrum

上行信道带宽/MHz基本子信道数V用户数U12520822每个用户占用基本子信道数/MHz基本子信道带宽/MHz保护带宽/MHz1250．60．2

2.1 子信道的精确提取

要求提取占有9个基本子信道的用户子信道2的信号。用本文方法进行信号提取,对原型滤波器频域系数作18 bit量化,能够准确地将提取出的信号搬移到零频,如图7所示。

图7 提取到的子信道频谱Fig.7 Spectrum extracted from the sub-channel

由图7可知，当某个用户信号的带宽覆盖了数字信道化器的部分子信道时,其余的子信道可闲置,亦可用于个别用户信号的传输。图8给出了在8移相键控(8 phase shift keying,8PSK)调制方式下,5种不同的带宽用户信号在经过了本文的数字信道化器后的误比特性能。当误码率P=10-3时,本文数字信道化器在传输8PSK信号时的性能与理论性能相比得到的劣化程度小于0.2 dB,表明其误码性能较好。

图8 在8PSK调制下,传输多用户信号时的误码性能Fig.8 Error performance of multiuser signal-transmission in the case of 8PSK modulation

2.2 子信道交换

按要求对子信道18与子信道21、22的用户信号进行交换，交换后新的下行信号频谱如图9所示。

图9 下行信道输出信号频谱图Fig.9 Down-link signal power spectrum

如图9所示，在下行信号中,子信道18与子信道21、22的用户信号发生了互换,而其余子信道的信号将保持不变。与频域DFB法相比,本文的交换过程只需根据待交换的用户频带信息和交换控制参数,找到这些用户信号在交换模块中对应的数据块后,进行交换即可,实现起来简单方便。

2.3 数字信道化器的复杂度

关于本文数字信道化器的复杂度,将通过与频域DFB方法的对比来进行说明。首先两个方法均将124.8 MHz的上行信道均匀地划分成208个子信道,即子信道带宽为0.6 MHz。假如采用了频域DFB方法,需要设计208个频域滤波器来覆盖子信道所有可能的组合。其频率采样点N=16 384,每个基本子信道对应16 384/208≈79个点(频域系数经过18 bit量化,加上滤波器过渡带,点数将超过79)。详细数据对比如表2所示,通过分析可得,在宽带应用背景下,本文方法的使用价值更高。

表2 两种方法的复杂度比较

3 结 论

基于宽带卫星通信系统,提出了频域滤波与CEMFB法相结合的数字信道化器。该数字信道化器能实现子信道的均匀或非均匀划分,相比现有方法,它灵活度高,可扩展性强,数据存储量和计算复杂度均有明显下降,性能上得到了较大的提高,较适合应用于宽带卫星通信领域。

[1] ANGELETTI P, GAUDENZI R D. From “bent pipe” to “software defined payloads”: evolution and trends of satellite communications systems[C]∥Proc.of the AIAA International Communications Satellite Systems Conference, 2013: 1-10.

[2] YANG Z M, CAO Z G. Min-max criterion for global link budget analysis of digital channelized SATCOM system and classical transponder system[J]. IEEE Trans.on Aerospace and Electronic Systems, 2012, 48 (3): 2679-2689.

[3] TYSON G H, MCDERMOTT P F, LI C, et al. WGS accurately predicts antimicrobial resistance in Escherichia coli[J]. Journal of Antimicrobial Chemotherapy, 2015, 70(10):2763-9.

[4] AXFORD R, SHORT S, SHCHUPAK P, et al. Wideband global satcom (WGS) earth terminal interoperability demonstrations[C]∥Proc.of the Milcom IEEE Military Communications Conference, 2008: 1-6.

[5] VERMA S, WISWELL E. Next generation broadband satellite communication systems[C]∥Proc.of the AIAA International Communication Satellite Systems Conference, 2008: 12-15.

[6] LUDONG W, FERGUSON D.WGS air-interface for AISR missions[C]∥Proc.of the Military Communications Conference, 2007:1-7.

[7] 郝红连.基于宽带数字信道化接收的雷达侦察干扰系统研究[D].北京: 北京理工大学, 2016.

HAO H L. Research on the radar reconnaissance jamming system based on wideband digital channelized receiver[D]. Beijing: Beijing Institute of Technology, 2016.

[8] 高山,翟龙军,曲洪东,等.一种基于DRFM和数字信道化技术的宽带雷达目标干扰模拟器设计[J].海军航空工程学院学报, 2017, 32(2):205-208.

GAO S, ZHAI L J, QU H D, et al. Design of a wideband radar target jamming simulator based on DRFM and digital channelized technology[J]. Journal of Naval Aeronautical and Astronautical University, 2017, 32(2):205-208.

[9] 党军宏,林敏,周坡,等.一种基于频域滤波的宽带星载数字信道化器[J].宇航学报, 2014, 35(1): 91-97.

DANG J H, LIN M, ZHOU B, et al. A digital channelizer for broadband satellite communications based on frequency-domain filter[J]. Journal of Astronautics, 2014, 35(1): 91-97.

[10] 阳志明, 周坡, 曹志刚. 一种基于复指数调制精确重构滤波的宽带星载数字信道化器[J].电子与信息学报,2010,32(11): 2554-2559.

YANG Z M, ZHOU B, CAO Z G. CEM PRFB-based digital channelizer for broadband satellite communications[J]. Journal of Electronics & Information Technology,2010,32(11): 2554-2559.

[11] KALATHIL S, ELIAS E. Design of multiplier-less sharp non-uniform cosine modulated filter banks for efficient channelizers in software defined radio[J]. Engineering Science & Technology an International Journal, 2015, 19(1):147-160.

[12] MOL P G. Study of multirate systems and filter banks using GNU radio[C]∥Proc.of the International Conference on Communications and Signal Processing,2015:1727-1730.

[13] ABU-AL-SAUD W A, STÜBER G L. Efficient wideband channelizer for software radio systems using modulated PR filter banks[J]. IEEE Trans.on Signal Processing,2004,52(10): 2807-2820.

[14] 张天骐,谭方青,高春霞,等.一种新的窗函数法设计余弦调制滤波器组系统[J].系统工程与电子技术,2011,33(12):2737-2742.

ZHANG T Q, TAN F Q, GAO C X, et al. New windowing approach for designing cosine-modulated filter bank systems[J]. Systems Engineering and Electronics, 2011, 33(12): 2737-2742.

[15] 张世层.星载柔性转发器的数字信道化设计与实现[D].西安: 西安电子科技大学, 2015.

ZHANG S C. Design and implementation of digital channelizer for on-board flexible transponder[D]. Xi’an: Xidian University, 2015.