适用于微电网的软开关型高效光伏并网微型逆变器

许亚坡，胡海兵，邢 岩

（南京航空航天大学自动化学院，南京 210016）

适用于微电网的软开关型高效光伏并网微型逆变器

许亚坡，胡海兵，邢 岩

（南京航空航天大学自动化学院，南京 210016）

针对光伏并网小功率逆变器应用场合，提出一种能实现软开关的两级式微型逆变器，其前级采用有源箝位正反激变换器电路，通过箝位电路实现主开关管漏源极电压箝位,利用漏感电流为主开关管结电容放电实现零电压开通；后级采用基于临界电流连续控制的传统单相全桥逆变器，通过控制电感电流双向流动，实现开关管的零电压开通。搭建的250 W并网逆变器样机验证了所提方案的可行性和正确性。结果表明基于软开关控制方式的微型逆变器能大大提高效率,适用于微电网中光伏并网微型逆变器等功率较小的应用场合。

微型逆变器；有源箝位；软开关；高效率

在全球性能源危机的影响下，高效清洁、可再生的太阳能作为一种具有广阔发展前景的可再生能源，越来越受到人们的关注和重视[1]。微型逆变器并网系统是当前研究的热点，如何提高效率、减小体积、降低成本、提高寿命是目前微型逆变器面临的主要挑战。微型逆变器按照拓扑结构主要分为3类：单级式微型逆变器、DC-DC-AC两级式微型逆变器（以下简称两级式微型逆变器）和DC-AC-AC两级式微型逆变器[2，3]。单级式微型逆变器常采用反激拓扑实现[4，5]，采用有源箝位电路实现零电压开通ZVS（zero voltage switching）[6]、准谐振实现零电流开通 ZCS（zero current switching）[7]。 两级式微型逆变器的前级若采用反激拓扑，效率较低；采用LLC谐振变换器可以实现自然软开关[8]，但体积和成本较高；采用正反激变换器需要加入有源箝位才能实现ZVS[9]，体积和成本相对较低。DC-AC-AC两级式微型逆变器需要双向开关满足电流双向流动，成本和体积较大，设计较为不便，目前国内外研究的技术很少采用。相对单级式微型逆变器，两级式微型逆变器虽然结构相对较复杂，效率相对较低，但其前后级控制较灵活，解耦电容较小，容易实现无功补偿，因此具有较好的应用前景和研究意义。

应用软开关技术可以提高开关频率，减小体积，降低成本，提高逆变器性能。在两级式微型逆变器中，针对后级DC/AC逆变器的软开关技术主要有无源软开关技术和有源软开关技术[10]。无源软开关有开关损耗，且增加了体积和重量；有源软开关通过在直流侧或者交流侧加入辅助谐振电路来实现被动式的软开关，但辅助谐振电路增加了体积和成本，降低了可靠性，不适合微型逆变器。文献[11]提出了一种基于临界电流模式的逆变器控制方式，控制电感电流在每个开关周期内双向流动，在不增加额外器件的条件下为开关管ZVS开通提供条件。

本文基于软开关控制策略采用两级式微型逆变器拓扑设计了一台250 W并网逆变器样机，其前级变换器采用能够实现软开关的有源箝位正反激变换器，后级逆变器使用传统的单极性调制的全桥逆变器和基于临界电流模式的控制方式来实现软开关。前级变换器和后级逆变器的最高效率在实验验证中分别达到了97.4%和98.5%。

1 两级式微型逆变器拓扑

图1所示为两级式微型逆变器的拓扑结构。前级DC/DC变换器采用有源箝位正反激变换器，其有源箝位电路可以回收漏感能量并实现主开关管软开关，同时倍压整流电路能够实现高电压增益，从而可以把光伏板25～40 V的低电压高效率地升压至后级逆变器所需要的400 V直流母线电压。后级DC/AC逆变器采用传统的单极性单相全桥逆变器，一个桥臂工作在开关频率，另一个桥臂以工频周期工作，可以有效降低开关损耗。同时基于临界电流模式控制第1个电感电流来实现高频臂开关管的软开关，提高逆变器的效率。

图1 两级式微型逆变器拓扑结构Fig.1 Topology of two-stage micro-inverter

2 有源箝位正反激变换器软开关实现

2.1 基本工作原理

图2为有源箝位正反激变换器的拓扑，及其在一个开关周期内的工作波形。主开关管的开通时间等于漏感与倍压电容谐振周期的一半，实现了副边正激二极管的零电流关断。箝位开关管只开通一小段时间，减小了导通损耗。箝位电容用来对主开关管的漏源极电压进行箝位，同时吸收漏感能量然后利用漏感实现主开关管的ZVS开通。

为简化分析，假设变换器已经处于稳定运行状态；所有电容容量均足够大，电容电压近似认为恒定；所有器件均为理想器件。

图2 有源箝位正反激变换器拓扑及工作波形Fig.2 Active-clamp forward-flyback converter topology and its waveforms

模态 I[t0-t1]：如图 3（a）所示，主开关管 S1导通，正激二极管D1导通，倍压电容C1与漏感Lk谐振充电，此模态时间等于谐振半周期，正激二极管电流iD1波形为谐振半波波形。

模态 II[t1-t2]：如图 3（b）所示，主开关管 S1关断，其结电容CS1通过漏感电流iLk充电。正激二极管电流iD1在本模态结束前已谐振到0，正激二极管ZCS关断，避免了反向恢复带来的电流尖峰和损耗。

模态 III[t2-t3]：如图 3（c）所示，主开关管漏源极电压vDS_S1充电至输入电压vin与箝位电容电压vc之和后，箝位开关管体二极管DS2和反激二极管D2导通，vDS_S1得到箝位。漏感电流iLk为箝位电容Cc充电，激磁感电流iLm线性减小。

模态 IV[t3-t4]：如图 3（d）所示，漏感电流 iLk减小到0后箝位开关管体二极管DS2截止，反激二极管D2继续导通，激磁感电流iLm继续线性减小。

模态 V[t4-t5]：如图 3（e）所示，箝位开关管 S2导通，漏感电流iLk反向线性增大，反激二极管电流iD2也线性增大。

模态 VI[t5-t6]：如图 3（f）所示，箝位开关管 S2关断，主开关管结电容CS1通过漏感电流谐振放电。

模态 VII[t6-t7]：如图 3（g）所示，主开关管结电容CS1电压放电到0后，二极管DS1导通，为主开关管实现ZVS开通提供条件。漏感电流iLk反向线性减小。

图3 有源箝位正反激变换器模态Fig.3 Active-clamp forward-flyback converter mode

2.2 软开关实现条件

从上述模态分析过程可以看出，主开关管的导通时间Ton1等于漏感与倍压电容谐振周期Tr的一半时，副边正激二极管可以实现ZCS关断，从而避免主开关管关断时副边二极管的反向恢复问题。另外箝位开关管的导通时间为主开关管导通时间的1/20～1/10，可以减小箝位电路的导通损耗，即

式中，N=Ns/Np。

箝位电路能够对主开关管的漏源极电压进行箝位，还能利用吸收的漏感能量来实现主开关管的软开关。根据工作原理分析可以得出：主开关管的软开关条件是箝位开关管关断瞬间漏感的能量不小于主开关管结电容的能量，即

式中：iLk（t5）为箝位开关管关断后的漏感电流;uDS_S1（t5）为箝位开关管关断后主开关管漏源极电压，即结电容电压。

在漏感能量满足软开关条件的前提下，主开关管结电容在箝位开关管和主开关管之间的死区时间内通过漏感电流放电到零才能实现软开关。漏感能量等于主开关管结电容能量的情况下，死区时间等于漏感与结电容谐振周期的1/4。死区时间过长会则结电容会重新充电，死区时间过短则结电容不能放电到0，不合理的死区时间都会导致主开关管无法实现软开关。死区时间表示为

3 软开关单相全桥逆变器实现

3.1 软开关实现原理

图4（a）给出了全桥逆变器在BCM工作下电感电流iLs在一个电网工频周期内的波形示意。iLs在每半个电网工频周期内是双向流动的，可以对高频臂开关管的结电容进行充放电，为开关管实现ZVS开通提供条件。如图 4（b）所示为电感电流在电网电压正半周的一个开关周期内的展开示意，高频臂下管Q2在电网电压正半周内可以实现自然软开关，而高频臂上管Q1实现软开关需要控制电感电流达到一定的反向电流值，在死区时间内对高频臂上管的结电容进行放电使其体二极管导通，在体二极管导通期间开通开关管就可以实现软开关[11]。电网电压负半周的情况是对称的。

3.2 开关频率范围选取

通过控制电感电流iLs双向流动，对开关管的结电容进行充放电，可以实现整个高频臂开关管的ZVS开通，而传统的SPWM控制方式在每半个电网周期内只能实现一个高频臂开关管的ZVS开通。为了使电感电流的平均值即输出电流等于Iosin（ωt），根据工作原理可以得到在电网电压正半周期内电感电流上、下包络线的表达式分别为

式中，IB为电感电流反向时下包络线的电流，用来实现高频臂上管的ZVS开通。

由此，电感电流在高频臂上下开关管死区时间内对其结电容进行充放电从而实现高频臂开关管的ZVS开通，所以必须保证死区时间内高频臂上、下开关管的结电容分别完全充电和放电才能实现开关管的ZVS，由电荷守恒可以得到死区时间的表达式

要控制电感电流为图 4所示的波形，可以根据电感电流的上下包络线和电感伏秒平衡原理计算高频臂开关管的开通时间和关断时间，从而得到整个电网工频周期内的开关管驱动信号。利用式（6）和式（7）可以得到高频臂上管Q1的开通时间和关断时间以及开关频率，表达式分别为

根据式（11），可以绘制出开关频率随电网电压相位角和逆变器负载变化的曲线，如图5所示。由图可以看出，逆变器负载越轻，整体开关频率越高。而从开关频率的表达式（11）还可以得出，在其他参数确定的情况下，第1个电感的选择会影响最高开关频率。

图5 不同负载下的开关频率趋势Fig.5 Switching frequency trends under different loads

3.3 数模混合实现策略

根据电感电流控制的分析，可以采用软件计算方式计算开关管的开通时间和关断时间来控制电感电流波形，而不需要额外的硬件电路，但是准确性不高，会有一定累积误差；也可以采用硬件复位方式，即滞环控制方式，准确地控制电感电流波形，但是需要额外的硬件电路。结合这两种方式的优点，本文采用一种数模混合实现方式，即开通时间由软件计算获得，电感电流的下包络线（电网电压正半周期，负半周期对应上包络线）由硬件进行复位控制，如图 6（a）所示。图 6（b）是采用数模混合实现方式的微型并网逆变器的控制框图，dsPIC使用高速AD采样直流母线电压和电网电压，然后根据电流参考计算对应开关管的开通时间；同时电感电流采样信号送至dsPIC内部的高速模拟比较器与电感电流复位线比较来触发PWM模块的时基复位，控制开关管的关断时间。

图6 微型并网逆变器混合实现方式Fig.6 Hybrid implementation of grid-tied micro-inverter

4 实验结果

4.1 样机参数

为了验证上述所提出的控制方式，搭建了1台250 W光伏并网微型逆变器样机，其中前级采用有源箝位正反激变换器电路，后级采用软开关全桥逆变器电路，其主要参数分别如表1和表2所示，样机如图7所示。图中控制芯片采用的是微芯公司的dsPIC33FJ16GS504，其拥有高分辨率的PWM模块、高速10bit AD模块、高速模拟比较器以及适合数据运算的DSP。

表1 微型逆变器样机前级变换器参数Tab.1 Converter parameters of micro-inverter prototype

表2 微型逆变器样机后级逆变器参数Tab.2 Inverter parameter of micro-inverter prototype

图7 光伏并网微型逆变器样机Fig.7 Photovoltaic grid-tied micro-inverter prototype

4.2 实验结果

图8和图9分别给出了前级变换器在输入电压分别为25 V和40 V时的稳态工作波形，其中S1、S2、ip、VDS-S1分别是主开关管驱动信号、箝位开关管驱动信号、变压器原边电流、主开关管漏源极电压。由图 8（b）和图 9（b）可知，在 2种输入电压下主开关管S1均实现了ZVS开通。

图8 25 V输入时有源箝位正反激变换器工作波形Fig.8 Waveforms of active-clamp forward-flyback in 25 V input

图9 40 V输入时有源箝位正反激变换器工作波形Fig.9 Waveforms of active-clamp forward-flyback in 40 V input

图 10（a）是逆变器并网运行的波形，其中Q4、iLs、vg、io分别是低频臂下管驱动信号、电感电流、电网电压和逆变器输出电流，可以看出电感电流波形与理论分析的一致，输出电流正弦度好，无明显畸变。图 10（b）是逆变器软开关的实现情况，可以看出在开关管Q1开通之前，其漏源极电压已经降为0，实现了ZVS开通。

图11是逆变器并网电流的谐波情况，从曲线可以看出，并网电流THD基本都在6%以内，满载时并网电流的THD只有1.67%，总谐波失真很小。

微型逆变器的效率曲线如图12所示，图12（a）是前级有源箝位正反激变换器的效率曲线，最高效率97.4%；图 12（b）是后级软开关逆变器的效率曲线，即使在开关频率已经达到80 kHz的情况下，其最高效率也能达到98.5%。

图10 逆变器工作波形Fig.10 Inverter operating waveforms

图11 逆变器并网电流谐波情况Fig.11 Harmonic condition of grid-tied current

图12 微型逆变器效率曲线Fig.12 Efficiency curves of micro-inverter

5 结语

本文分析并设计实现了一种两级式光伏并网微型逆变器，理论分析和实验结果表明：①前级采用有源箝位正反激变换器，在全电压范围内均实现了软开关，同时获得了高电压增益和变换效率；②对于后级全桥型逆变电路，采用基于临界电流模式的控制方式，在不增加额外器件的条件下实现了高频臂开关管的软开关；③所设计的软开关、高效率光伏并网微型逆变器适用于微电网等应用场合。

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许亚坡

许亚坡（1989-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：电力电子数字控制、并网逆变器研究，E-mail：xuyapple@nuaa.edu.cn。

胡海兵（1973-），男，博士，教授，博士生导师，研究方向：电力电子系统集成,电力电子装置及其数字控制,电机传动及电机控制，E-mail：huhaibing@nuaa.edu.cn。

邢岩（1964-），女，博士，教授，博士生导师，研究方向：电力电子变换器、功率变换中的数字控制技术、可再生能源发电及变换技术，E-mail：xingyan@nuaa.edu.cn。

A High-efficiency PV Grid-tied Micro-inverter with Soft Switching in Micro-grid Application

XU Yapo,HU Haibing,XING yan
（College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210016,China）

A two-stage micro-inverter is proposed in this paper to achieve soft switching for PV grid-tied microinverter.The front-end stage of micro-inverter employs active-clamp forward-flyback converter which can clamp the drain-source voltage of main switch and achieve zero voltage switching（ZVS） by discharging the parasitic capacitor with the leak inductor current.While,the second stage is a traditional single-phase full-bridge based on boundary current mode（BCM）with a control strategy of controlling the inductor current bidirectional to achieve ZVS.A 250 W prototype is built to verify the validity of design.The results show that the soft switching controlled mode can hence improve the efficiency of micro-inverter,which is especially suitable for low power application such as micro-inverter in micro-grid.

micro-inverter;active-clamp;soft switching;high-efficiency

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.75

TM464

A

2015-10-31；

2016-10-20

国家自然科学基金资助项目（51177070）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51177070）