高功率密度碳化硅MOSFET软开关三相逆变器损耗分析

何 宁，李雅文，杜成瑞，徐德鸿

（浙江大学电力电子技术研究所，杭州 310027）

高功率密度碳化硅MOSFET软开关三相逆变器损耗分析

何 宁，李雅文，杜成瑞，徐德鸿

（浙江大学电力电子技术研究所，杭州 310027）

相比硅IGBT，碳化硅MOSFET拥有更快的开关速度和更低的开关损耗。碳化硅MOSFET应用于高开关频率场合时其开关损耗随着开关频率的增加亦快速增长。为进一步提升碳化硅MOSFET逆变器的功率密度，探讨了采用软开关技术的碳化硅MOSFET逆变器。比较了不同开关频率下的零电压开关三相逆变器及硬开关三相逆变器的损耗分布和关键无源元件的体积，讨论了逆变器效率和关键无源元件体积与开关频率之间的关系。随着开关频率从数十kHz逐渐提升至数百kHz，软开关逆变器不仅能够维持较高的转换效率，还能取得更高的功率密度。最后，在1台9 kW软开关三相逆变器和1台9 kW硬开关逆变器上进行了实验验证。

碳化硅MOSFET；软开关；三相逆变器；高效率；高功率密度

三相逆变器在光伏发电装置、风力发电系统等分布式发电系统中广泛应用。受制于器件的开关损耗，这些发电装置的开关频率一般不超过10 kHz。近年来，碳化硅MOSFET器件由于具有更快的开关速度和更低的开关损耗等特点而受到关注[1]。2007年，Cree公司的1 200 V碳化硅MOSFET首先应用于1台7 kW的两电平光伏逆变器，该逆变器开关频率为16.6 kHz，峰值效率达到97.8%[2-3]。文献[4-5]搭建了采用全碳化硅MOSFET和碳化硅二极管的20 kW三相T型三电平光伏逆变器，该逆变器开关频率为20 kHz，效率达到99%；文献[6]评估了采用Cree公司第2代1 200 V/50 A碳化硅MOSFET模块的10 kW两电平逆变器，该逆变器在开关频率16 kHz下峰值效率大于99%，而在24 kHz下峰值效率依然达到98.7%。然而，当碳化硅逆变器工作于开关频率几十kHz甚至100 kHz时，碳化硅MOSFET器件的开关损耗随开关频率的增加亦快速增长[7-9]。为进一步提升碳化硅MOSFET三相逆变器性能，软开关技术是值得探讨的一种途径。

应用于三相逆变器的软开关技术可以分为直流侧谐振电路方案和交流侧谐振电路方案。常见的直流侧谐振电路方案主要有谐振直流环节变流器、箝位型直流环节变流器、ZVS-PWM复合有源箝位逆变器和准并联谐振直流环节变流器等[10-13]。典型的交流侧软开关电路则主要有辅助谐振极变流器、六开关零电流转换变流器和耦合电感零电压转换变流器等[14-16]。近年来，ZVS-PWM复合有源箝位逆变技术受到关注，其谐振电路结构与有源谐振直流环节类似，但采用特殊的空间矢量调制策略，电路中主开关和辅助开关均能实现零电压开通[17-19]。碳化硅MOSFET器件已应用于复合有源箝位零电压开关全桥逆变器和零电压开关三相逆变器[20-22]，30 kW碳化硅MOSFET三相零电压开关逆变器在300 kHz开关频率下的满载效率为98.2%。

本文对采用碳化硅MOSFET器件的复合有源箝位零电压开关三相逆变器进行研究。首先简单介绍了复合有源箝位零电压开关逆变器（简称软开关逆变器）的工作原理以及三相硬开关逆变器和软开关逆变器的损耗模型；然后分析并比较了不同开关频率下的三相硬开关逆变器以及三相软开关逆变器的损耗分布和关键无源元件的体积，讨论了逆变器转换效率和关键无源元件体积与开关频率之间关系；最后搭建了9 kW硬开关逆变器和9 kW软开关逆变器实验平台，并进行实验验证。

1 软开关逆变器原理简介

软开关逆变器拓扑如图1所示，由有源开关Saux、谐振电感Lr和箝位电容Cc组成的有源箝位辅助电路串联于直流母线，三相主桥臂开关管Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1、Sc2以及辅助开关管 Saux两端分别并联谐振电容 Cra1、Cra2、Crb1、Crb2、Crc1、Crc2和 Craux[13]。规定软开关逆变器中各元件的电压电流正方向如图1所示。图2所示为复合有源箝位零电压开关逆变器SVM调制的扇区划分示意。假设Cra1=Cra2=Crb1=Crb2=Crc1=Crc2=Cr，Craux=0，以扇区1-1为例，阶段分析并简单介绍该逆变器零电压开关的原理[13]。

图1 软开关逆变器拓扑Fig.1 ZVS inverter topology

图2 零电压开关逆变器SVM调制扇区划分Fig.2 Sectors definition in ZVS-SVM

图3 扇区1-1中各开关管驱动及关键波形Fig.3 Key waveforms of components in sector 1-1

图3所示为扇区1-1中一个开关周期Ts内各开关管的驱动信号、管压和谐振电感电流波形。阶段 1（t0～t1），电路初始工作于 111 矢量状态，根据图2中电感电流的极性，二极管Db1、Dc1导通；阶段2（t1～t2），在 t1时刻将辅助开关管 Saux关断，谐振电感Lr和谐振电容 Craux、Cra2、Crb2、Crc2发生谐振，t2时刻主开关管Sb2和Sc2两端电压谐振到0，即主桥臂电压Vbus谐振到0，本阶段等效电路如图4所示；阶段3（t2～t3），主开关并联二极管 Da2、Db2、Dc2导通续流；阶段 4（t3～t4），该阶段为二极管 Db1、Dc1向主开关管 Sb2、Sc2换流，t4时刻换流结束后谐振电感电流等于A相并网电流 iga；阶段 5（t4～t5），该阶段为直通阶段，所有主开关管开通，谐振电感Lr储存能量，在此阶段谐振电感额外增加电流iadd以保证下一开关周期中主开关管的零电压开通[13]；阶段 6（t5～t6），t5时刻关断直通的开关管 Sa2、Sb1、Sc1， 谐振电感 Lr和谐振电容Craux、Cra2、Crb1、Crc1发生谐振，在 t6时刻将主桥臂电压Vbus重新谐振到Vdc+VCc，同时辅助开关管两端电压谐振到0以实现辅助开关管Saux的零电压开通，等效电路如图 5所示；阶段 7（t6～t7）：电路工作在矢量100状态。主开关管和和辅助开关管的零电压开关均已实现。

图4 主开关零电压开通谐振过程Fig.4 Resonant stage for main switch’s ZVS

图5 辅助开关零电压开通谐振过程Fig.5 Resonant stage for auxiliary switch’s ZVS

2 软开关逆变器和硬开关逆变器损耗分布

2.1 软开关逆变器和硬开关逆变器参数

9 kW软开关逆变器和9 kW硬开关逆变器的输入、输出电气参数如表1所示。不同开关频率下的滤波电感及谐振元件参数如表2所示。为保证不同开关频率下输出电流（iga,igb,iigc）的开关纹波保持不变，滤波电感（La,Lb,Lc）与开关频率成反比关系。同样地，为了在不同开关频率下保持辅助开关管Saux关断占空比恒定，谐振电感Lr与谐振电容Cr也与开关频率基本成反比关系，这也同时保证了辅助开关管Saux的电流应力保持不变[10]。辅助开关管选取碳化硅MOSFET器件C2M0025120D，两端不外并联电容，等效输出电容为0.36 nF[22]。三相主开关管选取器件碳化硅MOSFET器件C2M0080120D，其谐振电容Cr包含两部分，即外并联的谐振电容Cp以及碳化硅MOSFET器件等效输出电容Ce。

表1 软开关逆变器和硬开关逆变器输入输出电气参数Tab.1 Input and output electrical parameters of inverter

表2 软开关逆变器中滤波电感及谐振元件参数Tab.2 Output filter and resonant parameters of ZVS inverter

硬开关逆变器的损耗主要由三相主开关器件损耗（包括通态损耗、开通损耗和关断损耗）和滤波电感损耗两部分组成。因开关频率较高，为减小磁损，滤波电感选取铁氧体DMR95材料。软开关逆变器相比硬开关逆变器消除了开通损耗，但额外增加了辅助电路损耗和主开关器件的直通关断损耗。辅助电路损耗主要包括辅助开关器件损耗（包括通态损耗和关断损耗）和谐振电感的损耗，谐振电感同样选取低磁损的铁氧体DMR95材料。软开关逆变器中所有器件的关断过程均为并联电容下的关断过程，为精确分析软开关逆变器的关断损耗，本文对碳化硅MOSFET器件C2M0025120D和C2M00 80120D并联不同电容时的关断损耗进行了测试，测试电路为经典的双脉冲测试电路[23]。测试条件为直流电压为600 V，驱动电阻4.7 Ω，最终得到主开关C2M0080120D和辅助开关C2M0025120D并联不同电容时的关断损耗曲线，如图6所示。主开关和辅助开关的关断损耗都可以分别表示为沟道电流Ids和外并联谐振电容Cp的函数Eoff3（Ids,Cp）和Eoffaux（Ids,1.5Cp）[13]。

图6 主开关和辅助开关并电容关断损耗测试结果Fig.6 Turn-off loss test with extra paralleled capacitor

2.2 关键损耗计算公式

本文碳化硅硬开关逆变器和软开关逆变器的三相桥臂均采用不连续空间矢量调制方法[13]。

在整个工频周期内，硬开关逆变器的输出电流（iga,igb,igc）绝对值最大相保持不动作。以图2中的A相输出电流为例，扇区1-1、扇区3-2、扇区4-1和扇区6-2内A相不进行开关动作。根据输出电流对称性，硬开关逆变器三相桥臂总开通损耗Pon3和三相桥臂总关断损耗Poff3可以表示为

式中：iga（n）为输出电流 iga的离散化表达式；fs为开关频率；f0为输出电流基波频率；Eon为双脉冲测试得到的器件开通损耗；Eoff为器件关断损耗采用不外并联谐振电容时的数据。

软开关逆变器三相桥臂的总关断损耗Poff3包括三相主开关并电容关断损耗和直通关断损耗，可以表示为

式中，Cp为三相桥臂主开关并电容关断损耗的外并联电容，三相主开关直通关断损耗采用外并联电容为 1.5 Cp的数据[13]。

辅助开关Saux采用同步整流的工作方式，因此其通态损耗PconSaux可以近似表示为

式中，Rds（on）为辅助开关 Saux的漏源导通电阻。

辅助开关关断损耗采用外并联电容为1.5 Cp的数据[13]，其总关断损耗PoffSuax可以表示为

辅助开关关断电流 iSaux（t1）满足[13]的条件为

式中，CeSaux为辅助开关的等效输出电容，取值为0.36 nF。

谐振电感的绕组损耗PCu_Lr可以表示为

式中：Rdc为谐振电感绕组直流电阻；Rac为谐振电感绕组交流电阻。谐振电感电流近似等效为三角波，则谐振电感电流的直流分量Idc和交流分量有效值Iac满足的条件为

本文采用正弦波电流波形激励下的数据估算谐振电感的磁芯损耗。根据谐振电感波形可以计算出开关频率磁通密度的摆幅ΔB，再查阅磁芯材料的磁损曲线得到单位体积的磁损PcV，谐振电感的磁芯损耗PFe_Lr可以表示为

式中，VCore为谐振电感磁芯的体积。

将上述参数和计算公式导入Mathcad软件，计算硬开关逆变器和软开关逆变器的各部分损耗。

2.3 损耗分析

设Pcon3为三相桥臂通态损耗，Pon3为三相桥臂开通损耗，Poff3为三相桥臂关断损耗，PconSaux为辅助管通态损耗，PoffSaux为辅助管关断损耗，PCu_Lr为谐振电感铜损，PFe_Lr为谐振电感磁损，PCu_L为滤波器铜损，PFe_L为滤波器磁损，Ptotal为总损耗。图7所示为硬开关逆变器各部分损耗分布随开关频率变化的结果。由图7可见，由于MOSFET的开关特性，同一开关频率下开通损耗均远远大于关断损耗；随着开关频率从50 kHz上升至300 kHz，三相主开关的开通损耗显著增加，逐渐占据总损耗的主要部分；而三相主开关的关断损耗远远小于其开通损耗，在300 kHz开关频率下关断损耗占总损耗的比值较小，滤波电感损耗占总损耗的比值也比较小，其中滤波电感的铜损随开关频率的提升而下降，而磁损略微有所增加。硬开关逆变器的总损耗随着开关频率的增长而快速增加的主要原因是功率器件快速增长的开通损耗。硬开关逆变器总损耗从50 kHz开关频率时的96 W快速增加至300 kHz开关频率时的229 W。

图7 硬开关逆变器损耗分布与开关频率的关系Fig.7 Loss distribution of hard switching inverter under different switching frequency

图8所示为软开关逆变器各部分损耗分布随开关频率变化的结果。相比硬开关逆变器，软开关逆变器消除了三相桥臂开通损耗，但额外增加了辅助开关及谐振电感的损耗，而且三相桥臂关断损耗也额外增加了直通关断损耗。其中随开关频率增加而显著变化的主要是三相桥臂和辅助开关的关断损耗，但这两者占总损耗的比值较小。因此软开关逆变器的总损耗从50 kHz开关频率时的96 W缓慢增加至300 kHz开关频率时的132 W。

图9所示为300 kHz开关频率时，硬开关逆变器与软开关逆变器的各部分损耗分布对比。显然，软开关技术消除了硬开关逆变器中较大的开通损耗后，额外增加了较小的辅助电路损耗，因而软开关技术将逆变器损耗从229 W下降到132 W。

图8 软开关逆变器损耗分布与开关频率的关系Fig.8 Loss distribution of ZVS inverter under different switching frequency

图9 300 kHz软开关逆变器和300 kHz硬开关逆变器损耗分布对比Fig.9 Loss comparison of ZVS inverter at 300 kHz switching frequency and hard switching inverter at 300 kHz switching frequency

图10所示为300 kHz开关频率软开关逆变器100 kHz开关频率硬开关逆变器的各部分损耗分布对比。通过采用软开关技术，软开关逆变器的开关频率提升至300 kHz后，损耗依然保持与100 kHz硬开关逆变器相接近的水平。

图11所示为软开关逆变器与硬开关逆变器的满载效率曲线对比结果。随着开关频率上升，硬开关逆变器的效率下降速度比软开关逆变器更为显著，软开关逆变器的转换效率在300 kHz开关频率时依然可以保持在98.6%，与硬开关逆变器在100 kHz开关频率时的效率相当。图12所示为100 kHz硬开关逆变器中滤波电感体积和300 kHz软开关逆变器中滤波电感、谐振电感体积对比的结果，软开关逆变器在300 kHz开关频率时的电感总体积（0.25 L）相比硬开关逆变器100 kHz时的电感总体积（0.58 L）减少了57%。由图可知，300 kHz软开关逆变器相比100 kHz硬开关逆变器可获得更高的功率密度。

图10 300 kHz软开关逆变器和100 kHz硬开关逆变器损耗分布对比Fig.10 Loss comparison of ZVS inverter at 300 kHz switching frequency and hard switching inverter at 100 kHz switching frequency

图11 软开关逆变器和硬开关逆变器效率对比Fig.11 Efficiency comparison of two inverters

图12 软开关逆变器和硬开关逆变器电感元件体积对比Fig.12 Inductors volume comparison of two inverters

3 实验验证

为验证上述分析，搭建了9 kW软开关逆变器和9 kW硬开关逆变器的实验平台。实验中逆变器的输入、输出参数按照表1设计。软开关逆变器的谐振参数以及滤波电感按照表2设计。实验时软开关逆变器和硬开关逆变器工作在独立带载模式，软开关逆变器的运行连接图如图13所示。

图13 软开关逆变器独立带载运行连接图Fig.13 Experimental connection diagram of ZVS inverter in standalone mode

图14所示为150 kHz开关频率下，硬开关逆变器中主开关管Sa1的硬开通和关断波形，其中vds_Sa1为器件两端管压，ids_Sa1为器件电流。图15所示为相同开关频率150 kHz下，软开关逆变器中主开关管Sa1的零电压开通和关断波形，此时主开关管并联电容为0.47 nF。图14和图15中，负载电流瞬时值约为 15 A。对比图 14（a）和图 15（a）可知，软开关逆变器中主开关两端电压谐振到0后才开始换流，主开关实现了零电压开通；对比图14（b）和图15（b）可知，软开关逆变器中主开关两端外并联谐振电容，关断时两端电压上升相比硬开关逆变器主开关慢，减小了关断损耗。

图 16所示为开关频率在 150 kHz、200 kHz、300 kHz时，软开关逆变器和硬开关逆变器在全负载范围内的效率对比。如图16（a）所示，在开关频率150 kHz时，软开关逆变器相比硬开关逆变器，在轻载时具有0.7%的效率优势，而在满载时具有0.6%的效率优势。如图16（b）所示，在开关频率200 kHz时，软开关逆变器相比硬开关逆变器在轻载时具有0.8%的效率优势，而在满载时具有0.7%的效率优势。如图16（c）所示，在开关频率300 kHz时，软开关逆变器相比硬开关逆变器在轻载时具有1.2%的效率优势，而在满载时具有1%的效率优势。随着开关频率的提升，软开关逆变器具有更大的效率优势。

图14 硬开关逆变器主开关管开通和关断波形（15 A）Fig.14 Turn-on and turn-off waveforms of main switch in hard switching inverter at 15 A load current

图15 软开关逆变器主开关管开通和关断波形（15 A）Fig.15 Turn-on and turn-off waveforms of main switch in ZVS inverter at 15 A load current

不同开关频率下软开关逆变器和硬开关逆变器满载时的理论效率和实验效率如图17所示。由图17可知，无论软开关逆变器还是硬开关逆变器，他们的理论效率与实验效率走势均非常一致。随着开关频率从100 kHz提升至300 kHz，软开关逆变器满载实验效率从98.7%下降至98.3%，下降了0.4%。而硬开关逆变器满载实验效率从98.4%下降至97.3%，下降了1.1%。随着开关频率的提升，软开关逆变器相比硬开关逆变器具有更坚挺的效率表现，实验结果与理论分析一致。观察可知，300 kHz软开关逆变器具有与100 kHz硬开关逆变器相似的满载实验效率。

图16 不同开关频率软开关逆变器与硬开关逆变器实验效率对比Fig.16 Efficiency comparison of hard switching inverter and ZVS inverter at different switching frequencies

图18所示为不同开关频率下逆变器的滤波电感实物。当开关频率从100 kHz提升至300 kHz时，滤波电感总体积从0.55 L下降至0.19 L。图19所示为不同开关频率下软开关逆变器谐振电感实物。当开关频率从150 kHz提升至300 kHz时，谐振电感体积从0.06 L下降至0.044 L。100 kHz硬开关逆变器中电感总体积为0.55 L，而300 kHz软开关逆变器中滤波电感和谐振电感的总体积则为0.234 L，下降57%。300 kHz软开关逆变器相比100 kHz硬开关逆变器，不仅具有相似的效率水平，还能够取得更高的功率密度。

图17 软开关逆变器与硬开关逆变器满载实验效率与开关频率的关系Fig.17 Efficiency comparison of hard switching inverter and ZVS inverter at full load and various switching frequencies

图18 不同开关频率下的逆变器滤波电感Fig.18 Volumes of filter inductors

图19 不同开关频率下的软开关逆变器谐振电感Fig.19 Volumes of resonant inductors in ZVS inverter

4 结语

本文主要探究了高开关频率下应用碳化硅MOSFET的软开关逆变器的效率表现和电感体积变化。理论分析和实验验证都表明，随着开关频率的提升，相比硬开关逆变器，软开关逆变器具有明显的效率优势。300 kHz开关频率的软开关逆变器不仅具有与100 kHz开关频率硬开关逆变器近似的效率，而且拥有更小的电感体积，使功率密度能够得到显著提升。

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何宁

何宁（1986-），男，博士研究生，研究方向：高效率软开关逆变器，E-mail：hening 722@zju.edu,cn。

李雅文（1991-），女，硕士，研究方向：高效率软开关逆变器,E-mail：lyw911008@126.com。

杜成瑞（1985-），男，中国电源学会会员，博士，研究方向：高效率软开关逆变器，E-mail：dcr@zju.edu.cn。

徐德鸿（1961-），男，中国电源学会高级会员，通信作者，博士，教授，研究方向：电力电子技术，新能源电力电子电路、建模和控制，氢燃料电池电源系统及微电网，数据中心电源， E-mail：xdh@zju.edu.cn。

Loss Analysis of High Power Density SiC-MOSFET Zero-voltage-switching Three-phase Inverter

HE Ning,LI Yawen,DU Chengrui,XU Dehong
（Institute of Power Electronics,Zhejiang University,Hangzhou 310027,China）

Although SiC-MOSFET has higher switching speed and lower switching loss comparing to traditional Si-IGBT,the dynamic loss of the hard switching SiC-MOSFET converter rises quickly with the increment of the switching frequency.To further pushing the power density of three-phase SiC-MOSFET inverter,zero-voltage-switching （ZVS）technique is adopted.In this paper the loss distributions of both a 9 kW hard switching inverter and a 9 kW ZVS inverter with SiC-MOSFET have been derived and compared with respect to physical size of the passive components at different switching frequencies ranging from tens of kHz to hundreds of kHz.With the increment of the switching frequency,ZVS inverter can achieve not only a high conversion efficiency,but also a much higher power density.Finally the advantages of the ZVS inverter are verified by experimental results.

SiC MOSFET;zero-voltage-switching（ZVS）;three-phase inverter;high efficiency;high power density

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.1

TM46

A

2017-05-31；

2017-09-06

国家自然科学基金资助项目（51277163，51337009）Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51277163，51337009）