基于DSP的微逆变器双频率控制方法及实现

杨波勇 ，王 军 ，阎铁生 ，孙 章

（1.四川省电力电子节能技术与装备重点实验室（西华大学），成都 610039；2.西华大学电气与电子信息学院，成都 610039；3.流体及动力机械教育部重点实验室（西华大学），成都 610039）

基于DSP的微逆变器双频率控制方法及实现

杨波勇1，2，3，王 军1，2，3，阎铁生1，2，3，孙 章1，2，3

（1.四川省电力电子节能技术与装备重点实验室（西华大学），成都 610039；2.西华大学电气与电子信息学院，成都 610039；3.流体及动力机械教育部重点实验室（西华大学），成都 610039）

传统交错反激微逆变器原边电流峰值与变压器体积、损耗较大。针对此问题，提出了一种基于原边峰值电流控制且电感电流断续模式（DCM）的双频率控制策略。推导了DCM模式下的参考电流表达式，并在此基础上，详细分析了双频率控制策略中开关频率切换点的选取原则，推导了其选取表达式。该策略可根据负载大小变化自动调节开关频率，在减小峰值电流的同时最大程度上减少开关次数，减小开关损耗。最后，通过PSIM仿真分析验证了设计的有效性，并研制出了以数字信号处理器（DSP）为核心控制器的实验平台。实验结果表明，该控制策略在减小原边电流峰值的同时能保证系统效率并实现较小的并网电流谐波畸变率（THD）。

交错反激；微逆变器；DCM模式；双频率控制

能源短缺与环境污染问题的日益严重，导致寻找新能源替代传统化石能源的步伐迫在眉睫。太阳能是一种资源丰富且极具潜力的新能源，并网发电是开发太阳能的有效方式之一[1-2]。并网逆变器中，微型逆变器能独立实现单块电池的最大功率追踪MPPT（maximum power point tracking），目前已成为未来分布式光伏并网发电系统的发展趋势。

在中小功率场合中，反激拓扑由于其结构简单且具有电气隔离的特点，在微逆变器中受到了广泛的关注[3]。反激逆变器工作在电流临界连续模式BCM（boundary current mode）、 电流断续模式 DCM（discrete current mode）下均具备电流源特性[3]。有相关文献对反激微逆变器的工作模式进行了深入研究。文献[5-6]均对反激逆变器工作在BCM模式下的效率与功率密度进行了详细分析，并指出此模式下系统有较高效率，但系统变频控制复杂；文献[7]提出了一种DCM与BCM双模式混合控制策略，提高了整体功率密度，但增加了系统控制复杂程度；文献[8]指出，在DCM模式下采用双频率控制策略，其重载时开关工作在低频率状态，虽然降低了重载损耗，但大大增加了原边峰值电流。

针对上述问题，本文详细分析了反激逆变器在DCM模式下的并网电流表达式，并在此基础上提出了一种基于原边电流控制的双频率并网控制策略。该策略通过频率分区段固定，在瞬时输出功率较大时采用较高频率，瞬时输出功率较小时采用较低频率，从而实现原边峰值电流的减小与开关损耗的降低。最后在PSIM中对所提控制策略进行了仿真分析，并研制了一台250 W微逆变器样机。仿真与实验结果均证明了所提方案的有效性。

1 交错反激光伏并网微逆变器系统

本文研究的交错反激光伏并网微型逆变器系统如图1所示。该系统包含解耦电容C1、2个耦合的反激式变换器T1和T2、工频极性变换电路以及CL滤波器。解耦电容C1平衡输入与输出的功率波动；主变压器T1与从变压器T2提供光伏侧与电网侧电气隔离；主开关管S1和从开关管S2在高频脉冲信号的调制下使得流过副边二极管的电流呈现正弦全波形状。 开关管 S3、S4、S5、S6组成极性翻转桥将反激变换器输出的正弦全波电流翻转成正弦电流，经滤波后送入电网。

1.1 DCM原边控制电流基准分析

交错反激微逆变器由2个单端反激变换器并联而成，并将开关管S1、S2二者驱动脉冲交错180°控制。其工作原理与单端反激变换器相同。交错并联的目的是实现其等效电路开关频率加倍，提高输出功率等级与系统功率密度，减小输出电流纹波。反激电路是反激逆变器的核心，其简化电路拓扑如图2所示。反激逆变器工作在DCM模式下的原边电流、参考电流与驱动信号波形如图3所示。

图1 交错反激光伏并网微逆变器系统Fig.1 Grid connected system of interleaved micro inverter

图2 反激变换器简化电路拓扑Fig.2 Simplified circuit topology of flyback converter

图3 单频率DCM控制原理Fig.3 Principle of single frequency DCM control

根据反激变换器工作原理，当原边主开关管S1导通时,变压器励磁电感电流从0开始上升。导通时间结束时的电流峰值ip，p可以表示为

式中：Vpv为反激逆变器输入电压；Lm为变压器励磁电感；ton为变压器原边开关管的导通时间。

当主开关管S1关断时，变压器向副边传递能量，副边二极管电流开始下降。理想情况下，电网电压可表示为

式中：Vo为电网电压有效值；θ为电网电压相位角；vo为电网电压瞬时值。由伏秒平衡原理可得，二极管电流下降到0的时间toff为

式中，N为变压器副边与原边匝数之比。

由等面积原则可得，1个开关周期内变压器副边电流均值 is，avg为

令式（4）与式（5）相等，并结合式（1）～式（3），将ip，p用Iref替换，可得峰值电流控制下的原边电流基准为

式中，T为主开关管开关周期。

假设Po为输出功率，输出功率等于输入功率，则输出电流io可表示为

式中，fDCM为DCM模式下主开关管开关频率，fDCM=1/T。在此模式下fDCM固定，一个开关周期内可认为Po、Lm不变，峰值电流Iref即是参考电流，控制其正弦化即可控制输出并网电流正弦波化。

相对传统PI调节而言，原边峰值电流控制具有自带原边电流保护，无需整定PI参数，无需隔离采样副边电流的优点，并且原边控制可节省一个光耦与附带电路，能减小系统体积，提高功率密度。本文将原边峰值电流控制引入双频率控制策略中。

1.2 双频率DCM控制策略

光伏发电系统在一天之中大多数情况都不能时刻输出最大功率。基于此，本文提出一种双频率控制策略，可根据负载功率的变化改变开关频率，其原理如图4所示。DCM模式下，工作在重载时切换到较高频率运行，减小峰值电流；轻载时降频率运行，减小开关次数，以提高系统整体输出功率。

电路采用原边峰值电流控制，固定时间开启开关管，原边电流达到参考电流时关断开关管，在开通与关断中产生PWM波。图4中给出主开关管S1的驱动脉冲波形，从开关管S2在S1脉冲的基础上交错180°控制，电路在电流峰值点工作于BCM模式，其余时间段工作于DCM模式，触发频率固定，控制简单易实现。图5给出具体了峰值电流模式下的双频率DCM控制框图，其中I*p为按照开关频率为25 kHz设计，输出功率达到极限时的原边电流参考值；Ip为采集的原边电流参考值。

图4 双频率DCM控制原理Fig.4 Schematic diagram of dual frequency DCM control

图5 峰值模式双频率DCM控制原理Fig.5 Dual frequency DCM control principle of peak mode

通过采样输出交流电压、输入直流电压与电流，计算得到基准电流，并与采集的原边电流值比较得到脉冲波形送入RS触发器R端，比较计算I*p与Ip得到所需的脉冲频率送入RS触发器S端，RS触发器逻辑判断输出所需要的SPWM波，最后将SPWM波作为驱动信号S1输入给原边主开关管，并移相180°得到驱动信号S2输入给原边从开关管。输出交流电压与过零比较器比较产生工频互补的PWM，并作为驱动信号S3～S6输入给工频极性转换桥。

如何选取频率功率切换点对系统原边参考电流有直接影响。从式（6）发现，在DCM模式下，原边参考电流Iref与成反比，即

从式（7）可以看出，重载时候将频率fDCM提高或减小A倍，相应的原边参考电流Iref将减小或增大倍。从变压器角度考虑，本文采用重载时提高开关频率，以降低峰值电流从而减小变压器体积。频率的改变次数与输出电流波形正弦度相关，频率改变次数越多，输出电流正弦度越差，并且多频率控制相对较复杂。本文采用双频率控制，25 kHz作为较低开关频率，50 kHz作为较高开关频率。高频时开关频率提高2倍，其电流基准降低倍，约为

为确定双频率控制策略下的开关频率切换点，首先，需保证按照高频设计的变压器能满足低频工作工况（磁芯不能饱和），则必须保证低频模式工作时给定参考电流小于高频模式工作时的电流参考，即Iref需在区间；其次，为了在减小峰值电流的同时最大程度上减少开关次数，设计时尽可能地让系统工作在低频状态，即让电流参考值尽可能大，其在低频工作时间越长，其损耗越低，所以选取作为两种工作模式的切换点。

2 仿真与实验分析

2.1 仿真验证

为验证提出的双频DCM控制策略，利用PSIM仿真软件搭建了250 W交错反激微型逆变器模型与控制系统，电路拓扑与系统模型如图1与图5所示，仿真参数如表1。

表1 交错反激微型逆变器仿真参数Tab.1 Simulation parameters of interleaved flyback inverter

图6为单频率控制下仿真截止时间为0.1 s的电流波形，并局部放大峰值点（仿真时间为0.015 s）时的原边电流波形，其中，Ip1和Ip2分别为主变压器T1、从变压器T2电流波形。由图6中电流波形可以看出，其峰值电流为15.9 A，对于25 kHz开关频率的微逆变器来说，其电流较大。

图6 单频率控制原边电流波形Fig.6 Primary current waveforms of single frequency control

图7 所提控制策略原边电流波形Fig.7 Original side current waveforms of the proposed control strategy

图7为双频率控制下原边电流波形。从图7可看出，所提自适应控制策略DCM模式下的原边峰值电流为11.14 A，比单频率DCM模式下的原边峰值电流小了1.414倍，与理论分析相符，也验证了原边峰值电流控制的正确性。而变压器峰值电流小意味着变压器磁芯更小，即更小体积的变压器，有效证明了提出方法能减小峰值电流，实现小型化的有效性。

图8是所提控制策略的原边主、从开关管驱动波形，其波形相差半个周期。取横坐标时间为0.01 s，电流从0开始上升，其驱动波形占空比亦呈缓慢上升趋势。

图9为并网电流Iac与缩小100倍的并网电压Vac波形，二者相位保持一致。测量显示，并网电流谐波总畸变率THD为2.49%，达到了较为理想的效果，满足并网电流要求。也保证了对系统低成本、小型化研究的前提。

图8 原边开关管驱动波形Fig.8 Driving waveforms of primary switch tube

图9 并网电流与并网电压波形Fig.9 Waveforms of grid current and grid voltage

2.2 实验验证

针对文中所提出的控制策略，按照表1中250 W主电路参数，搭建了实验样机，如图10所示。样机使用直流电源替代光伏电源作为逆变器输入，样机参数：变压器磁芯选用PC40（EE42），原边开关管为IRFP460，全桥开关管为IRFP460，副边二极管为FR307，采用DSP2812做系统主控制器。电压信号通过电阻分压与电压调理电路被采样；原边电流信号通过电阻取样与电流调理电路被采样。

图11给出交错反激逆变器主开关管MOSFET驱动波形，其占空比处于变化之中。驱动电路采用光耦隔离与IR2110驱动芯片配合将DSP输出信号放大。此时间断处于原边电流上升的区域，其占空比一直增大，符合SPWM波逻辑。

图12给出输出并网电压与电流的实验波形。从图12中看出，并网电压与并网电流相位基本一致，表明了锁相的正确性。对电流波形做谐波分析，测量显示出输出电流谐波总畸变率THD为3.44%，能较好的实现并网。图12中测量出输出交流电流有效值为0.96 A，计算可得其整体效率可达84%。表明了提出方法在减小原边峰值电流、减小系统体积、提高系统功率密度的同时能有效保证并网电流质量。

图10 实验样机平台Fig.10 Prototype platform

图11 原边主开关管驱动波形Fig.11 Driving waveform of primary side main switch

图12 并网电压与电流实验波形Fig.12 Experimental waveforms of grid voltage and current

3 结语

本文提出了一种DCM模式下的原边双频率控制策略，分析了双频率控制模式的功率切换点范围，仿真与实验结果均验证了通过该控制策略能减小变压器峰值电流，减小系统体积，保证系统效率，提高系统功率密度的有效性。从成本方面考虑，较小的变压器与易于设计的控制系统将使系统成本降低，这对于降低微型逆变器成本,推动微逆变器的广泛应用具有积极意义。

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杨波勇

杨波勇（1992-），男，硕士研究生，研究方向：新能源发电技术，E-mail：779895 388@qq.com。

王军（1966-），女，通信作者，博士，教授，硕士生导师，研究方向：电机控制与电力电子变换技术、智能控制算法等，E-mail：junwang66@tom.com。

阎铁生（1981-），男，博士，副研究员，硕士生导师，研究方向：功率因素矫正变换器及其控制技术研究、电力电子变换在新能源领域的应用等，E-mail：tiesheng yan@163.com。

孙章（1986-），男，博士研究生，讲师，研究方向：微电网协调控制与电力变换控制，E-mail：383623076@qq.com

Dual Frequency Control Method and Implementation of Micro Inverter Based on DSP

YANG Boyong1，2，3,WANG Jun1，2，3,YAN Tiesheng1，2，3,SUN Zhang1，2，3
（1.Sichuan Province Key Laboratory of Power Electronics Energy-saving Technologiesamp;Equipment,Xihua University,Chengdu 610039,China;2.School of Electrical Engineering and Electronic Information,Xihua University,Chengdu 610039,China;3.Key Laboratory of Fluid and Power Machinery,Ministry of Education,Xihua University,Chengdu 610039,China）

The peak value of the primary side current,the volume and the loss of the transformer in the conventional interleaved flyback inverters are relatively large.To solve these problems,an dual frequency control strategy based on the primary peak current control and the inductor discontinuous current mode（DCM） was proposed.First,the expression of reference current in DCM mode was derived.On this basis,the selection principle of switching frequency switching point in dual frequency control strategy was analyzed in detail,and the expression of selection was derived.This method can automatically adjust the switching frequency according to the change of the load size.Then the number of switches is reduced and the switching loss is reduced to the maximum extent.Finally,the validity of the design is verified by PSIM simulation analysis,and an experimental platform with a digital signal processor（DSP） as the core controller is developed.The experimental results show that the control strategy can reduce the peak value of the primary current and ensure the system efficiency,achieve a lower current harmonic distortion rate（THD）.

interleaved flyback;micro-inverter;discontinuous current mode;adaptive control

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.68

TM464

A

2017-06-29；

2017-10-09

四川省科技厅资助项目（2017KZ0020）；四川省科技创新苗子工程资助项目（2016106，2016111）；西华大学研究生创新基金资助项目（ycjj2017059，ycjj2017058）

Project Supported by Sichuan Provincial Department of Science and Technology Project（2017KZ0020）;Sichuan Province Science and Technology Innovation Talent Project（2016106,2016111）;Innovation Fund for Graduate Students of Xihua U-niversity（ycjj2017059,ycjj2017058）