基于dsPIC数字控制的240 W AC/DC变换器研制*

2017-11-03徐志望

电子器件 2017年5期

关键词：数字控制样机功率因数

俞珊,徐志望

(1.福州大学至诚学院,福州 350002;2.福建睿能科技股份有限公司,福州 350003)

基于dsPIC数字控制的240WAC/DC变换器研制*

俞珊1*,徐志望2

(1.福州大学至诚学院,福州 350002;2.福建睿能科技股份有限公司,福州 350003)

为了降低开关电源装置的体积重量与成本,采用一款高性能dsPIC芯片实现240 W AC/DC变换器的数字控制。该变换器由Boost PFC电路和LLC谐振变换电路两级电路构成,并通过数字控制技术整合了所需的模拟控制功能。通过制作原理样机,实现整机变换效率大于92%,且运行在空载与20 A满载下的实验结果验证了所提出的双滞环自适应控制策略及其数字控制方式的可行性与合理性。

变换器;数字控制;功率因数校正;双滞环;自适应

近年来,随着市场对高频开关电源需求日益严格,AC/DC开关电源朝着高功率因数、高变换效率和高功率密度以及小型化、模块化、智能化发展[1]。传统的模拟控制技术为提高性能指标,需要大规模增加控制电路,从而增加了电路的复杂性,降低了电源的可靠性和稳定性,已不能适应时代的需求。

随着数字处理芯片的迅猛发展,数字控制技术在高频开关电源中得到日益广泛的应用。与传统的模拟控制技术相比,数字控制技术不仅在控制策略实现方式的灵活性、产品的一致性与可靠性、产品开发周期与更新换代上,都具有明显的优势[2-4]。同时,采用数字控制技术还可以大幅度地减少元器件的数量与PCB尺寸,从而降低产品的体积重量与成本。

1 系统架构

基于dsPIC数字控制的AC/DC变换器系统架构,如图1所示。它主要由输入整流滤波电路、PFC功率因数校正电路、直流母线电容CBus、DC/DC直流变换电路以及两块dsPIC数字控制芯片构成。

图1 基于dsPIC数字控制的AC/DC变换器系统架构

PFC功率因数校正电路将输入正弦交流电转换为直流电,并以高功率因数维持输入电流的正弦化,使终端用电设备获得最大的有功功率,从而提高供电系统的电能利用率[5-6]。在中、大功率应用场合,通常采用工作于CCM电流连续模式下的Boost PFC电路来实现稳压功能与高功率因数。

在后级DC/DC直流变换电路拓扑的选取上,由于LLC谐振变换器可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压开通以及副边二极管的零电流关断,有效降低开关损耗与电磁干扰,成为高频高效开关电源的优选电路拓扑[7-9]。

在数字控制电路芯片选择上,本文采用高性能、高集成度的16位数字信号控制芯片dsPIC33FJ16GS502分别控制Boost PFC电路与LLC谐振变换电路两级功率电路,并实现原副边之间的电路通信。dsPIC33FJ16GS502芯片是由Microchip公司出品,运行速度高达40 MIPS,具有多个PWM发生器,10位ADC采样通道和高速比较器等,适用于数字化高频开关电源中。

图2 基于dsPIC数字控制的Boost PFC电路框图

2 系统设计

2.1 Boost PFC电路

基于dsPIC数字控制的Boost PFC电路框图,如图2所示。其中,BD1～BD4构成输入整流桥,L1为Boost电感,S1为功率场效应管,D1为整流二极管,CBus为Bus母线电解电容,Rs为电流采样电阻,控制芯片IC1采用前述的16位数字信号控制器dsPIC33FJ16GS502,驱动芯片IC2采用TI公司的驱动芯片UCC27524。Boost PFC控制电路由电压反馈外环和电流反馈内环构成。其中,电压反馈外环起到调节和稳定直流母线电压的作用;电流反馈内环使得输入电流波形与输入电压波形保持跟踪性能,从而实现高功率因数PF与低谐波失真度THD[10-11]。

如图2所示,Boost PFC控制电路需要采样输入电压uin、电感电流iPFC和直流母线电压UBus,作为数字控制算法的3个重要输入参数。Kf、Ks和Kd分别是相对应的增益系数,可通过Mathcad数学软件计算得到。

通过对输出电压采样信号KdUBus与电压参考基准Vref进行比较,得到的误差量Vd,作为电压反馈外环的输入。电压外环通过环路计算得到的输出K1、输入电压采样信号Kfuin和输入电压平均值Vacavg共同构成乘法器的输入量,乘法器的输出为电流基准信号Iref。

通过对PFC电流采样信号KsiPFC与电流参考基准Iref进行比较,得到的误差量Id,作为电流反馈内环的输入。电流内环通过环路计算得到的K2输出给PWM模块,保证了电感电流iPFC跟随电流参考基准Iref的变化过程。Boost PFC功率电路模型可以通过空间状态平均法建模得到,电压外环与电流内环的环路参数可以通过MATLAB建模仿真设计,并可通过SIMetrix软件验证。

如图3所示,由于电感电流iPFC在场效应管S1的开关瞬间存在电流毛刺尖峰,故应该避免dsPIC芯片在S1开关工作的瞬间对电感电流进行采样,否则将造成电路的不稳定工作。因此,通常可以在电感电流的上升沿中点A或下降沿中点B进行AD采样,即采样电感电流平均值。

图3 电感电流iPFC采样示意图

然而,在AC/DC PFC的应用环境中,开关S1的占空比在一个工频周期内变化很大。当占空比非常小或者非常大,电感电流采样仍然会受到开关噪音的干扰,从而影响采样的准确度。为了适应该工作环境,可以在上升沿中点A和下降沿中点B分别采样,并取其两者的平均值后作为电感电流采样值,即:

(1)

2.2 LLC谐振电路

基于dsPIC数字控制的半桥LLC谐振电路框图,如图4所示。其中,Q1、Q2为原边半桥功率场效应管,Cr1、Cr2为谐振电容,Lr为谐振电感,Lm为谐振电感,T为高频变压器,Dr1、Dr2构成副边全波整流电路,Cf为输出滤波电容。控制芯片IC3采用前述的16位数字信号控制器dsPIC33FJ16GS502,驱动芯片IC4采用Silicon Labs公司的隔离驱动芯片Si8233,从而实现LLC谐振变换器灵活与可靠的数字控制。

图4 基于dsPIC数字控制的半桥LLC电路框图

由于场效应管、二极管、高频变压器等功率器件中寄生电容的客观存在,将导致LLC变换器谐振网络元件参数的改变,其等效电路如图5所示。图5中,Ceq为等效寄生电容,Rac为等效输出负载。

图5 考虑寄生电容的LLC等效电路

根据拉氏变换,可推导出输出/输入传递函数:

(2)

进行归一化处理后,则可得到考虑寄生电容Ceq的LLC变换器输出电压增益M的表达式,如式(3)所示。

(3)

式中:电感系数k=Lm/Lr,归一化频率fn=fs/fr,fs为开关频率,fr为谐振频率,电容系数Cn=Ceq/Cr。Q为负载系数,从空载(Q=0)开始随着负载加重而增大。

为了直观体现寄生电容Ceq对LLC变换器输出电压增益M的影响,本文通过一个仿真实例进行分析说明。根据经验参数,Ceq一般为皮法数量级,假设Ceq为500 pF,谐振电容Cr为30 nF,电感系数k为5,谐振频率fr为105 kHz,通过Mathcad软件,得到不同负载系数Q下的增益曲线,如图6所示。

图6 LLC输出电压增益曲线

由图6可知,由于寄生电容Ceq的存在,使LLC变换器输出电压增益曲线新增一个谐振频率点,从而使得LLC在相对高频工作条件下出现输出电压增益失真现象。这将导致在空载Q=0或轻载条件下,变换器会因为没有合适的闭环工作频率点,输出电压出现不稳定或失控过压等现象。

为了保证LLC谐振变换器在不同负载条件下均能实现稳态高效变换和动态快速响应的优良性能控制[12-15],dsPIC数字控制电路采用一种新颖的双滞环自适应控制策略,其控制示意图如图7所示。

图7 双滞环自适应控制示意图

首先,dsPIC数字控制芯片对负载电流Io进行AD采样,然后通过电流滞环比较,判断变换器是否进入轻载间歇运行模式范围。当负载电流Io降低至电流滞环下限值IoL时,由于LLC变换器通过闭环控制已无法得到合适的闭环工作频率点,输出电压Uo将逐步升高至电压纹波上限值UoH,控制芯片关闭PWM驱动信号。当Uo逐步降低至间歇控制模式的电压滞环下限值UoL时,启动PWM驱动信号,施加的开关频率为谐振频率fr;当Uo上升至电压滞环上限值UoH时,再次关闭PWM驱动信号,如此往复。在此期间,若芯片IC3检测到负载电流Io上升至电流滞环上限值IoH时,则变换器离开间歇控制模式,回到输出电压闭环控制模式。

通过对负载电流Io进行滞环比较控制,可避免变换器在闭环控制模式和间歇控制模式之间频繁切换,导致变换器出现不稳定工作状况。在间歇控制模式的Ton时间内,给变换器施加频率为谐振频率fr的PWM驱动信号,使LLC在每个间歇开关周期TBurst内只有最先开通的开关管是硬开关开通,之后的每个开关周期均可实现软开关,从而实现了轻载效率的优化;同时,通过采用输出电压滞环限定逻辑(UoH↔UoL),可在全负载范围内将输出电压纹波限定在产品规格要求范围之内。

3 实验验证

本文完成了一台基于dsPIC数字控制的240W AC/DC变换器的实验样机制作,样机的基本电气规格参数如下:输入电压uin为90 V～264 V AC,输入频率fin为47 Hz～63 Hz,整机变换效率>92%,输出电压Uo为12 V DC,输出电压纹波ΔUo为120 mV,最大输出电流Io_max为20 A。样机的关键电路元件参数与型号如表1所示。

表1 样机关键电路元件参数与型号

图8、图9分别给出了实验样机在120 Vac/50 Hz输入电压和240 W满载输出工作条件下的关键波形。从图8所示的Boost PFC变换电路关键波形可知,PFC电感工作在CCM电流连续模式下,功率场效应管S1的开关频率为90 kHz,直流母线电压为 400 VDC,与设计目标吻合。样机的输入电流iin除了图8(c)中虚线圈中所示的存在过零畸变之外,基本与输入电压uin保持同频同相,且其功率因数PF值高达0.999、总谐波失真度THD<4%,充分体现了变换器高功率因数与低谐波失真度的优良性能。

图8 Boost PFC变换电路关键波形

图9 半桥LLC谐振变换电路满载下关键波形

从图9所示的半桥LLC谐振变换电路关键波形可知,功率场效应管Q2的漏源极电压uDS在驱动电压uGS上升沿到来之前,就已经下降至零;副边整流二极管Dr2电流在二极管关断之前就下降为零。因此,半桥LLC谐振变换电路的原边功率场效应管实现了零电压开通(ZVS),副边整流二极管实现了零电流关断(ZCS),充分体现了变换器高变换效率与低电磁干扰度的优良性能。

图10给出了实验样机在空载条件下的关键波形。从图7可知,通过采用双滞环自适应控制策略,样机在空载下的输出电压纹波ΔUo的峰峰值为106 mV,满足样机±0.5%的电压纹波稳态要求。同时,采用Chroma功率分析仪66202测量原理样机的变换效率可知,在额定输入电压120 Vac/50 Hz下、满载与半载的整机效率分别达到93.2%和92.6%,满足样机工程规格要求。

图10 原理样机空载关键波形

4 小结

针对开关电源数字化控制的应用要求,本文以dsPIC33FJ16GS502为数字控制芯片实现双滞环自适应控制策略,并制作了一台240 W AC/DC 变换器样机。样机实验结果表明,采用dsPIC数字控制技术的AC/DC变换器具有高功率因数、高变换效率、低输出电压纹波等优点,可广泛应用于各种中大功率变换场合。

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ImplementationofDigitalControl240WAC/DCConverterBasedondsPIC*

YUShan1*,XUZhiwang2

(1.Zhicheng College,Fuzhou University,Fuzhou 350002,China;2.Fujian Raynen Technology Co.,Ltd.,Fuzhou 350003,China)

In order to reduce the size and cost of switching power supply,a digital control 240W AC/DC converter using a high-performance dsPIC is presented. The converter consists of single Boost PFC and LLC resonant DC/DC converter,and integrates the required analog control functions via digital control technology. The experimental prototype achieves the conversion efficiency greater than 92%,and the experimental results under no-load and 20 A full load conditions verify the feasibility and rationality of proposed dual hysteresis adaptive digital control strategy.

converter;digital control;power factor correction;dual hysteresis;adaptive

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.017

项目来源:福建省教育厅基金项目(JA14356)

2016-07-16修改日期2016-11-25

TM46

1005-9490(2017)05-1135-05