双PWM控制的双馈调速系统在泵站电机上的应用

(南昌工程学院 江西省精密驱动与控制重点实验室，南昌 330099)

双PWM控制的双馈调速系统在泵站电机上的应用

李瑾

(南昌工程学院 江西省精密驱动与控制重点实验室，南昌 330099)

针对泵站电机低速时负载转矩小、调速范围不大、系统非频繁起停等特点，给出了一个双PWM(Pulse Width Modulation)控制的绕线电机双馈调速系统，整流侧采用电流内环电压外环的双闭环直接电流控制，逆变侧采用转速、磁链双闭环的矢量控制策略。试验结果表明，通过双PWM变流器控制可实现能量的双向流动，该调速系统控制精度高，动态响应迅速，对电网几乎无谐波污染，可实现电机超/低同步无极调速，能有效改善泵站电机的调速性能和实现泵站电机的节能降耗。

双馈调速；矢量控制；PWM变流器；空间矢量脉宽调制;泵站电机

1 研究背景

目前我国使用的风机、水泵的耗电量占整个工业用电量的40%以上。现在还有不少电力排灌站仍在使用不调速的交流电机，白白浪费了大量电能。若采用普通的变频调速，将变频器接于定子侧，需要变频器容量接近或超过电机额定功率。由于变频器价格昂贵，因此在高压、大容量负载场合难以推广应用。

本文提出了一种双PWM变流器控制的绕线电机双馈调速系统，其中电机定子接工频电网，转子侧接变频器。由于变频器只处理转差功率，变频器容量仅为电机功率的15%～30%,与相同条件下鼠笼型电机调速系统相比，成本可降低2/3[1]。将PWM整流控制引入传统的交流-直流-交流变频器中，用全控器件IGBT代替二极管进行整流，可有效解决直流侧泵升电压过高的问题，使转差功率能在电网和转子之间双向流动，既可实现降速节能灌溉，也能实现提速排渍，还可按需要调节电机定子侧无功功率，使整个系统的功率因数为1。本文中双 PWM 型双馈调速系统的整流侧采用电压电流双闭环直接电流控制，逆变侧采用转速、磁链双闭环的矢量控制策略，且在整流和逆变环节都引入SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)技术，可使输入、输出波形非常接近正弦波，对电网几乎无谐波污染，因此该双馈调速方案可真正实现拖动风机、水泵等流量型负载运行过程中节能降耗和“绿色环保”的高度结合[2]。

2 双馈电机双PWM控制的基本原理

双馈电机双PWM变流器控制结构框图如图1所示，其中电机定子侧接电网，转子绕组通过双 PWM变流器与电网相连，转差功率可在电网与转子绕组之间双向流动。这里双PWM变流器是由2个完全对称的三相电压型PWM变流器通过直流母线连接构成，整流和逆变部分均采用PWM控制，其输出作为电机转子的输入来控制电机的运行状态，通过改变励磁电流的频率、大小和相位可调节电机转速并提高电机的功率因数[3]，因此变流器的控制质量是决定整个系统性能好坏的关键。

图1 双馈电机双PWM变流器控制结构框图Fig.1 Block diagram of doubly-fed motor dual-PWM converter

3 电网侧PWM变流器的控制策略

电网侧PWM变流器的控制目标是维持直流母线电压的稳定，同时保证电网的输入功率因数为1[4]。

3.1 网侧PWM变流器电路结构

网侧PWM变流器电路如图2所示。

图2 电网侧PWM变流器电路Fig.2 Circuit of grid-side PWM converter

其在同步旋转d-q坐标系下的数学模型为

(1)

式中：ed，eq分别为电网电动势矢量的d，q轴分量；id，iq分别为三相电流合成矢量的d，q轴分量；Sd，Sq分别为开关函数的d，q轴分量；L为图2中电感元件的电感量；R为图2中电阻元件的电阻值；Vdc为图2中直流侧电压；ω为电网电动势角频率;iL为电感电流；C为电容量。

开关函数为:SK=1,上桥臂导通，下桥臂关断;SK=0,上桥臂关断，下桥臂导通 (K=a,b,c)。

3.2 电流调节器的前馈解耦控制

由式(1)可看出电网侧变流器的d,q轴电流互相耦合，不便于控制器的设计，这里采用前馈解耦控制策略，并选择PI调节器作为电流调节器，来设计网侧变流器控制系统的电流内环如下:

(2)

式中：Vd*,Vq*分别为电压Vd,Vq的络定值;KdP，KdI分别表示d轴电流调节器的比例、积分增益；KqP，KqI分别表示q轴电流调节器的比例、积分增益；id*，iq*分别表示id，iq电流给定值;s为复频率。

3.3 电网侧PWM变流器控制框图

网侧变流器控制系统采用直流电压外环和交流电流内环相结合的双闭环控制，控制框图如图3所示。

图3 网侧PWM变流器控制框图Fig.3 Block diagram of grid-side PWM converter system

电压PI调节器的输出作为d轴电流分量的给定值id*，通过控制id可以控制直流侧功率。

当系统的功率因数cosφ=1时，q轴电流分量的给定值iq*=0。d，q轴电流给定值id*，iq*分别与id，iq的实际值比较后送入电流调节器，再经过前馈解耦，其输出作为变流器交流侧基波电压的d轴与q轴分量的给定值即Vd*，Vq*，并采用SVPWM调制技术产生6路驱动脉冲来控制网侧PWM变流器中的功率器件。

4 电机侧PWM变流器的控制策略

图4 矢量控制系统框图Fig.4 Block diagram of vector control system

通过对电机侧变流器的控制来改变电机转子电流，从而实现双馈异步电机的各种运行状态，并使电机定子输出功率达到完全解耦。这里机侧变流器采用转子磁场定向的矢量控制策略，并引入SVPWM技术。转子磁场定向是将d轴定向于转子磁链矢量Ψr方向上，通过坐标变换可将异步电机的数学模型从三相静止坐标系变换到d，q坐标系,也就是按转子磁链定向的两相同步旋转的M，T坐标系，iM，iT就可分别等效为直流电机的励磁电流和电枢电流，可得ψr只与M轴分量isM(s表示与电机定子侧相对应)有关,而与T轴分量isT无关，电磁转矩Tem则由isT决定而跟isM无关。采用转速闭环和磁链闭环控制的矢量控制系统框图见图4。图4中，首先根据检测到的电流和转速信号计算出转子磁链和d轴电流的实际值，给定转速与反馈转速比较后经转速 PI 调节器ASR得到d轴电流的给定值id*；d轴电流给定值与反馈值的偏差送到转矩调节器ATR经PI运算得到Vd的给定值Vd*；转子磁链给定值与反馈值进行比较后经磁链调节器AΨR进行PI运算得到Vq的给定值Vq*。Vd和Vq的给定值再经Park逆变换得到α轴和β轴电压分量的给定值Vα*和Vβ*，最后将Vα*和Vβ*送到SVPWM模块输出6路PWM信号来控制逆变器中的开关器件。

5 系统仿真模型及仿真结果

在Matlab/Simulink环境下搭建出基于SVPWM的双PWM型绕线电机双馈调速系统的仿真模型，设置仿真参数：电源相电压有效值220 V，频率50 Hz，滤波电感L=4 mH；滤波电容C=4 500 μF；直流母线电压给定值Vdc=600 V；变流器功率器件开关频率f=10 kHz；系统负载电阻RL=20 Ω。所用三相绕线电机的主要参数：额定功率PN=10 kW，额定电压UN=380 V，额定转速nN=725 r/min，极对数np=4。

直流反电动势EL开始设置为200 V，在t=0.2 s时EL突变为850 V,仿真得到的直流母线电压波形与电网侧a相电压和电流波形分别如图5和图6所示。图6中幅值较大的对应电压波形，且电压实际值是图中所显示数值的5倍。

t=0.2 s时EL突变为850 V，超过了直流母线电压的给定值600 V，变流器由初始的整流变换为逆变状态，能量由负载流向电网。

图5 电网侧直流母线电压波形Fig.5 DC bus voltagewaveform of grid-side

从图5可看出，在t=0.2 s时变流器进入逆变状态，直流母线电压突升到约800 V，之后母线电压迅速回落，约经过0.1 s又回到给定电压600 V,且之后稳定地保持在其给定值上。

由图 6可看出，变流器从整流状态经过不到0.05 s的时间就能进入到逆变状态，t=0.2 s之前即变流器工作在整流状态时，电网侧电压与电流波形呈正弦规律变化且二者同相位；t=0.2 s之后,即变流器工作在逆变状态时，网侧电压与电流波形仍为正弦波且二者反相，也就是说变流器在整流和逆变工作状态下都能实现单位功率因数运行。

图6 电网侧a相电压、电流波形Fig.6 Phase-A voltage and current of grid side

图7 给定转速突变时电机转速波形和达到稳定之后三相定子电流波形Fig.7 Motor speed waveform when given speed changes suddenly and stable three-phase stator current waveform

图7(a)为电机带额定负载，t=0 s时给定速度720 r/min，t=0.5 s时给定速度变为780 r/min，电机转速的波形图。图7(b)为达到稳态之后电机三相定子电流的波形图。

由图7可见，当给定转速由720 r/min(低同步状态)突跳到780 r/min(超同步状态)时,实际转速能够严格跟踪给定值，转速调节时间很短且三相定子电流波形为光滑的正弦波，说明在该种控制策略下，双PWM变频调速系统仍能保持良好的调速性能，转速跟踪无误差，动态响应非常快。

6 试验结果

本文所用异步电机的基本参数：额定功率为PN=6.67 kW，额定定子电压为UN=380 V,额定定子电流IN=10 A，极对数nP=2。电机转速为710 r/min(转子绕组短接时)和电机转速等于825 r/min时定子A相电流的波形如图8所示，所用测试仪器为泰克数字示波器TDS220。由图8可见，电机定子电流基本按正弦规律变化，转速增大到825 r/min时定子电流的谐波增大。

图8 定子电流波形Fig.8 Statorcurrentwaveform

7 结 语

针对目前电力排灌站仍大量使用不调速交流电机，白白浪费了大量电能的现状，本文给出了一个采用双PWM变流器控制的双馈调速系统，通过变流器的控制可使转差功率在电网和电机转子之间双向流动,能实现电机从低同步到超同步运行范围内的无级平滑调速。试验结果表明，系统的控制精度高，动态响应快，对电网几乎无谐波污染，并能实现整个系统的单位功率因数运行，既改善了电机的调速性能，又大大提高了调速系统的能量利用率，为解决泵站电机的调速问题提供了一种新的可行方案。

[1] 解 仑,杜 沧,董冀媛，等.大容量异步电动机双馈调速系统[M].北京:机械工业出版社，2009.

[2] 曹晓鸽.泵站电机双馈调速系统的研究[D]．合肥:安徽理工大学，2012.

[3] 沈 阳，阮 毅，赵梅花，等.绕线式异步电机双馈调速系统控制分析[J]．电气传动，2013，43(1): 17-20.

[4] 赵梅花，阮 毅，钟沁宏，等.绕线异步电机双馈调速控制[J]．电机与控制应用，2013，40(11)：37-41.

(编辑：刘运飞)

Doubly-fed Speed Regulation System Based on Dual-PWMConverter Control Applied in Pump Station Motor

LI Jin

(Jiangxi Province Key Laboratory of Precision Drive & Control,Nanchang Institute of Technology,Nanchang 330099,China)

Pump station motor has small load torque when speed is slow,not wide range of speed regulation and non-frequent starting and braking.In view of this,a doubly-fed coiling motor speed regulation system based on dual-PWM (Pulse Width Modulation) control is presented.Dual-close-loop i.e.current inner loop and voltage outer loop control is used in the rectifier,and selected speed and flux dual-close-loop vector control strategy in generator-side converter.The obtained experimental results indicate that dual-PWM converter could achieve bidirectional energy streaming.The presented system has high control precision,quick dynamic response,and little harmonic pollution.It could also adjust the motor speed smoothly at the state of sub-synchronous or hyper-synchronous running,improve speed regulation performance of pump station motor and has obvious energy-saving effect.

doubly-fed speed regulation; vector control; PWM converter; spatial vector pulse width modulation；pump station motor

TM343

A

1001-5485(2017)10-0155-04

2016-07-15；

2016-12-18

李 瑾(1974-)，女，湖北武汉人，副教授，硕士，主要从事电力电子方面的研究，(电话)13027220617(电子信箱)meimei9022@sohu.com 。

10.11988/ckyyb.20160724 2017,34(10):155-158