新型可抑制共模电流无变级联型光伏系统

甘义良，杭丽君，李国杰

（上海交通大学电气工程系，上海 200240）

新型可抑制共模电流无变级联型光伏系统

甘义良，杭丽君，李国杰

（上海交通大学电气工程系，上海 200240）

着重分析了无变压器隔离的级联型多电平光伏发电系统共模电流产生机理，并且建立共模电流等效电路。在此基础上分析了级联H4（单相全桥）多电平光伏系统共模电流难以抑制的原因，同时提出可有效抑制共模电流的级联iH6拓扑的多电平光伏逆变器。根据理论分析和仿真结果可以验证，相比级联H4系统，所提出的级联iH6系统能够有效抑制共模电流和高频噪声，从而避免EMI滤波器的使用。

无变压器隔离；共模漏电流；级联型逆变器；光伏发电

Abstract:Analyzing the mechanism of common mode leakage current in transformerless cascaded inverter PV（Photovoltaic）system was focused on and equivalent circuit model was built.By clarifying the reason why the conventional cascaded H4（full-bridge inverter）PV system fails to reduce the common mode leakage current，a new cascaded iH6 inverter PV system was proposed.The related theoretical analysis and simulation results were given，and it was verified that the common mode leakage current can be greatly reduced compared with the conventional cascaded H4 system.Meanwhile，the cascaded iH6 inverter PV system does not need an EMI filter to suppress the high frequency noise.

Key words:transformerless；common mode leakage current；cascaded inverter；photovoltaic

由于效率低、体积大、重量大和成本高等不利因素，变压器在中低功率光伏并网系统中逐渐不被采用［1］。小功率（2～10 kW）家用分布式无变压器光伏并网发电系统因其高效和低成本越来越受欢迎［2］。然而，由于光伏电池与电网的电气连接，光伏电池与地之间的寄生电容会给电网带来严重的共模漏电流，它不但会降低变换器效率，影响并网电流质量，而且会带来严重的EMI噪声［3］。

为了消除共模漏电流，其产生机理已经研究得较为成熟并且有公认的共模电流电路模型［1］。基于此模型，最近几年已经陆续提出多种不同的拓扑来解决共模电流问题。然而这些拓扑在级联型光伏系统中的应用以及共模漏电流的抑制效果的相关研究不是很多。本文首先基于三电平逆变器共模漏电流等效电路模型建立了级联型多电平逆变器的共模漏电流等效电路模型，并据此分析了级联型H4光伏系统共模电流无法有效抑制的原因。最后提出级联型iH6多电平光伏逆变器，并从理论和仿真两方面验证了该逆变器可有效抑制共模漏电流。

1 单相级联H4光伏系统共模漏电流分析

图1所示为单相7电平级联H4光伏并网系统，C1，C2，C3为光伏组件与地之间的寄生电容，称共模电容；iCM1，iCM2，iCM3为流经共模电容的共模漏电流；L为并网滤波电感［3］。根据文献［5］所述三电平逆变器共模电流等效电路模型，可建立级联型多电平逆变器共模等效电路。该级联型7电平光伏并网发电系统的共模等效电路如图2所示。

图1 单相7电平级联H4光伏并网系统Fig.1 Single phase 7-level cascade H4 inverter PV system

图2 共模与差模电路模型Fig.2 Common mode and differential mode voltage model

共模电压及差模电压为

式中：UCM为共模电压；UDM为差模电压；UAN为A点与N点电势差；UBN为B点与N点电势差；UAB为A点与B点电势差。

图3为单相7电平级联H4光伏系统简化共模等效电路，其中UeCM1，UeCM2，UeCM3定义为等效共模电压。

图3 共模等效电路Fig.3 Common mode equivalent circuit

其表达式可从图2中推导出来，具体如下式：

共模漏电流与等效共模电压关系如下：

因此，为了完全消除共模漏电流，等效共模电压必须保持不变，然而在级联H4光伏系统中，等效共模电压不可能保持不变，从式（3）中可见，UeCM1不仅受UA1N1影响，而且同时受级联的其他H4逆变器的差模电压UDM2和UDM3影响，因而共模漏电流iCM1不可能完全消除。这是级联H4系统固有的缺陷。

2 级联iH6多电平光伏发电系统

为了解决级联型H4系统固有的共模漏电流无法消除的问题，本文提出级联型iH6光伏发电系统如图4所示。iH6拓扑在文献［4］中提出，其拓扑如图5所示。

图4 单相7电平级联iH6光伏并网系统Fig.4 Single-phase 7-level cascaded iH6 PV grid-connection system

图5 单相iH6光伏逆变电路Fig.5 Single-phase iH6 PV inverter

相比H4全桥逆变器，iH6在直流侧多了2个开关，其主要目的是在输出电压为零电平时，实现直流与交流的解耦。H4与iH6逆变器在单极性SPWM调制策略下均有4种工作模式。

级联H4系统中：

模式1：UAB=UDM=Udc，UAN=Udc，UBN=0，T1，T4开通，T2，T3关断；

模式2：UAB=UDM=0，UAN=Udc，UBN=Udc，T1，T3开通，T2，T4关断；

模式3：UAB=UDM=-Udc，UAN=0，UBN=Udc，T2，T3开通，T1，T4关断；

模式4：UAB=UDM=0，UAN=0，UBN=0，T2，T4开通，T1，T3关断。

级联iH6系统中：

模式1：UAB=UDM=Udc，UAN=Udc，UBN=0，T1，T4，T5，T6开通，T2，T3关断；

模式2：UAB=UDM=0，UAN=Udc/2，UBN=Udc/2，T1，T3，T6开通，T2，T4，T5关断；

模式3：UAB=UDM=-Udc，UAN=0，UBN=Udc，T2，T3，T5，T6开通，T1和T4关断；

模式4：UAB=UDM=0，UAN=Udc/2，UBN=Udc/2，T2，T4，T5开通，T1，T3和T6关断。

通过H4与iH6 4种模式的比较可以发现，模式1、模式3完全相同，但是在模式2、模式4中，UAN，UBN并不相同。以模式2为例，在H4系统中，由于T1，T3开通，T2，T4关断，所以UAN=UBN=Udc。而在iH6系统中，如果上一时刻是模式1，那么随着T2，T4，T5的关断，UAN会降低而UBN会逐渐升高，直到UAN=UBN。此时由于T6是开通的，开关T5与T2共同承担直流侧电压Udc，所以UAN=UBN=Udc/2。当iH6工作在模式4时，其过程相同。

虽然H4与iH6在模式2、模式4时的差模电压相同，但是由于在级联型系统中，影响共模漏电流的因素不只是差模电压UDM，还包括各逆变器的UAN，而共模漏电流本质是等效共模电压的变化造成的，所以当4种模式切换过程中，尽可能降低共模等效电压的变化是降低共模漏电流的有效方法。可以发现，H4系统中，当模式2切换到模式1时，UAN的变化为零，模式2切换到模式3时，UAN的变化则为Udc。同样，当模式4切换到模式3时，UAN的变化为零，而切换到模式1时，UAN的变化为Udc。显然，H4系统中UAN的变换为零或者Udc。而在iH6系统中，而iH6逆变器中UAN的变化则为Udc/2。根据式（3）～式（5）可知，级联H4与级联iH6系统的等效共模电压的区别仅在UAN，而后者的UAN由于变化更小，所以共模等效电压变化更小，可有效降低共模漏电流。

3 共模谐振抑制

除了开关频率范围内（1～50 kHz）的共模漏电流之外，由于谐振电路的存在，高频（50 kHz～30 MHz）共模谐振电流同样存在于无变压器光伏并网系统中［2］。为了满足相关并网电流谐波要求，比如IEC61000，通常需要1个EMI滤波器来滤除高频共模电流［6］。然而，级联型iH6光伏并网系统则不需要EMI滤波器就可以有效抑制高频谐振共模电流。下文将对级联型iH6逆变系统对高频谐振的抑制展开分析。

以单相7电平级联iH6光伏系统为例，一共有3个iH6单相逆变器，每个逆变器都有3个电平状态：1(Udc)，0和-1(-Udc)。考虑到电网电压单周期中心对称性，在此只考虑每个逆变器非负电压状态，即“0”和“1”状态。在电网电压正半周期间，7电平级联光伏系统一共有8个状态：状态0［000］～状态7［111］。在不考虑开关结电容的情况下，级联H4与级联iH6系统在状态2和状态5时的谐振电路对比如图6和图7所示。

图6 H4与iH6系统状态2谐振电路Fig.6 The resonant circuit of H4 and iH6 systems′state2

图7 H4与iH6系统状态5谐振电路Fig.7 The resonant circuit of H4 and iH6 systems′state5

从图6、图7可以看出，级联H4系统中，无论逆变器是什么状态，对地寄生电容都与电网存在谐振回路，而级联iH6系统中，当逆变器状态为0时，其对地寄生电容被隔离，没有与电网形成谐振回路。由于在1个电网电压周期内，各逆变器的“0”状态占有一定比例的时间，所以由于直流侧隔离开关（T5和T6）的存在，级联iH6系统能够有效抑制高频谐振电流。

4 仿真验证

为了验证所提方案的有效性，本文使用Matlab/Simulink搭建了单相7电平级联H4（见图1）与级联iH6（见图4）光伏并网系统仿真模型，对两种系统在抑制共模漏电流方面的性能作了仿真对比。仿真参数如下：直流电压200 V，电网电压220 V/50 Hz，开关频率2 kHz，滤波电感5 mH，寄生电容均为1 nF。调制策略为移相SPWM调制，2种拓扑的仿真结果如图8～图11所示。

从图8可以看出，级联H4光伏系统输出电压为7电平波形，并网电流有效值11.65 A，THD为2.64%。然而寄生电容共模漏电流却非常大，C3漏电流ICM3有效值甚至达到了2.52 A。C1,C2,C3漏电流有效值与并网电流有效值比值分别为5.6%，16.4%和21.6%。从图9可以看出，谐振频率为80.599 6 kHz，基波幅值为0.047 59A。

图8 级联H4系统仿真结果Fig.8 Simulating results of the cascaded H4 system

图9 级联H4系统谐振频率FFT分析Fig.9 The result of cascaded H4 system resonant frequency FFT analysis

图10为级联7电平iH6光伏系统仿真波形。从图10中可以看出并网电压也是7电平波形，并网电流有效值为11.73 A，THD为2.46%，比级联H4系统略小，满足并网要求。更重要的是所有寄生电容共模漏电流有效值都均小于300 mA，满足VDE 0126—01—01标准。C1，C2，C3漏电流有效值与并网电流有效值比值分别为0.34%，0.24%和0.08%。从图11可以看出，级联iH6系统共模漏电流谐振频率为92.149 kHz，基波幅值为0.004 031 A，相比级联H4系统谐振基波幅值降低了91.53%，由此可以看出级联iH6系统能够有效抑制共模漏电流谐振。

图10 级联iH6系统仿真结果Fig.10 Simulating results of the cascaded iH6 system

图11 级联iH6系统谐振频率FFT分析Fig.11 The result of cascaded iH6 system resonant frequency FFT analysis

5 结论

本文提出一种解决无变压器多电平级联逆变器光伏系统共模漏电流较大的问题，从理论分析和仿真验证两个方面证明级联iH6光伏系统不仅可以有效抑制共模漏电流，同时可有效抑制高频谐振共模电流，从而避免了EMI滤波器的使用，使该系统的成本得到平衡。

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Novel Cascaded Inverter with Common Mode Leakage Current Reduction for Transformerless Photovoltaic System

GAN Yiliang，HANG Lijun，LI Guojie
（Department of Electrical Engineering，Shanghai Jiaotong University，Shanghai200240，China）

TM615

A

10.19457/j.1001-2095.20170908

国家电网公司科技项目，基于多源数据融合与移动互联网技术的分布式新能源公共信息服务平台研究与应用；国家重点研发计划课题（2016YFB0900201）

甘义良（1991-），男，硕士研究生，Email：yiliang_gan@sina.com

2016-09-17

修改稿日期：2016-11-23