基于弹道仿真Ka和W频段毫米波主动导引头抗主瓣杂波研究

戴 铮 陆 加 李贝贝 陈德红

1.上海机电工程研究所，上海 201109 2.上海航天电子技术研究所，上海 201109



基于弹道仿真Ka和W频段毫米波主动导引头抗主瓣杂波研究

戴 铮1陆 加1李贝贝2陈德红1

1.上海机电工程研究所，上海 201109 2.上海航天电子技术研究所，上海 201109

针对典型毫米波频段Ka和W频段下，毫米波主动导引头的抗主瓣杂波性能进行对比研究，建立了主瓣杂波功率、信杂比和信杂噪比弹道仿真模型，利用该模型对Ka和W频段的信杂比和信杂噪比进行了不同弹道条件下的仿真分析。结果表明，在相同天线口面下，W频段利用天线波束窄、角分辨率高，从而减小杂波分辨单元(条带)的优点，获得比Ka频段小的主瓣杂波能量。由于W频段受到接收机噪声较大的限制，W频段的抗主瓣杂波性能相比Ka频段的性能优势随目标高度的增高而逐渐减弱，在攻击低空目标时，W频段的抗主瓣杂波性能比Ka频段强；在攻击高空目标时，Ka频段抗主瓣杂波性能比W频段更强。 关键词 Ka频段；W频段；主动导引头；抗主瓣杂波性能；弹道仿真模型

毫米波指波长在1～10mm间的电磁波[1]。毫米波精确制导是精确制导技术重要发展方向，毫米波主动寻的制导技术是毫米波精确制导技术的重要组成部分，相比传统微波制导，毫米波的天线波束窄，增益高，具有更好的测量精度和更强的分辨能力。相比红外制导，气候和烟尘等对毫米波影响小，全天候能力更强，同时毫米波对低温差的金属目标和环境具有更强的区分能力。而且，毫米波探测器重量轻、体积小，能较好应用于小型化武器系统[2]。

导弹下视攻击低空或地面目标时，发射信号通过地面或海面反射或散射回来形成背景杂波[3]。背景杂波太强，会使目标信号隐没其中，影响导引头跟踪目标的性能。减小杂波分辨单元(条带)，使分辨单元内的杂波散射面积减小是对抗杂波的常用方法，在信号处理上，体现为提高距离分辨率，减小脉宽，增大信号带宽；在天线波束设计上，体现为减小波束宽度，提高天线增益，减小副瓣增益。文献[4]提出了一种改进的频域带宽合成方法，增大了信号带宽，有效滤除了地物杂波。文献[5]给出了一种相控阵雷达快速相位加权抗地杂波波瓣形成算法，该算法降低了天线扫描波瓣下半球的副瓣电平，减小了地面杂波的强度。

研究毫米波抗主瓣杂波性能，可有力推动毫米波精确制导技术的工程实现，对解决毫米波寻的导弹在杂波背景中检测目标的问题有重要意义。毫米波频段具有天线波束窄，信号带宽宽的优点，能大大减小杂波分辨单元(条带)大小。目前，利用弹道分析毫米波抗主瓣杂波性能并无深入研究。本文首先介绍了毫米波的大气传播特性，并建立了主瓣杂波功率、信杂比和信杂噪比的弹道仿真模型。利用该模型仿真分析了Ka和W频段的信杂比和信杂噪比，并分析了2个频段的抗主瓣杂波性能。对研究毫米波主动导引头抗主瓣杂波能力具有实际意义。

1 毫米波大气传播特性介绍

电磁波在大气中的传播因受到各类介质的吸收和散射导致能量衰减。如吸收电磁波能量的水蒸汽、二氧化碳、氧及臭氧等；吸收和散射电磁波能量的云、雾、雨、雪，特别是尘埃、烟粒、细菌及水汽凝聚成的水滴——霾等小微粒。毫米波在大气中的传播能力主要受到水分子和氧分子的抑制，它分别在不同频段上与2种气体分子谐振，导致被选择性吸收或散射。毫米波频段有4个大气衰减小的传播窗口频率：35GHz，94GHz，140GHz和220GHz[6]。本文研究毫米波寻的制导主要采用35GHz(Ka频段)和94GHz(W频段)[7]的抗主瓣杂波性能。

2 毫米波大气传播特性介绍

首先建立主瓣杂波功率、信杂比和信杂噪比弹道仿真模型，利用该模型仿真分析Ka和W频段的抗主瓣杂波性能。图1给出了该模型的工作流程。其工作原理是：利用飞行弹道数据，通过迭代计算主瓣杂波分辨单元(面积)，进而求出弹道每个时刻点上的主瓣杂波功率、信杂比和信杂噪比。

图1 主瓣杂波功率、信杂比和信杂噪比弹道仿真模型的工作流程

利用雷达方程给出主瓣杂波功率计算式[8]

(1)

式中，Pt为导引头发射峰值功率；dT为发射占空比；G为导引头天线增益，对于主瓣杂波，取导引头天线法线方向增益；Lc为杂波系统损耗；σ0(β)为杂波因子；R1为导弹到主瓣杂波中心点C的相对距离；β为导弹对地面擦地角；垂直极化状态下，杂波因子模型依据不同地表类型、不同擦地角给出；Ag为主瓣杂波分辨单元(条带)面积，对于具有时频域二维检测能力的主动导引头，主瓣杂波被距离分辨单元切割，形成了纵向上存在宽度的弧条带。图2给出了主瓣杂波分辨单元(条带)示意图。1个主瓣杂波分辨单元(条带)处于相同的距离门内。

图2 时频域二维检测的主瓣杂波分辨区域划分

为求解主瓣杂波功率，需要计算主瓣杂波分辨单元(条带)的面积Ag，图3给出了求解模型中各个量的集合关系。

图3 主瓣杂波距离分辨单元求解模型各量集合关系示意图

根据图3中各量的关系，通过立体关系几何推导，得到主瓣杂波分辨单元(条带)面积的求解算法：

(2)

式中，(xt,yt,zt)为目标位置坐标值；(xm,ym,zm)为导弹位置坐标值；(xc,yc,zc)为主瓣杂波中心点C的坐标值；θmt为弹目连线与XZ平面的夹角；θxz为弹目连线在XZ平面的投影与Z轴的夹角；ΔR为距离分辨单元宽度；R2为导弹到主瓣杂波中心点C的连线在XOZ平面上的投影长度；L为主瓣杂波中心点C到边缘点C1之间的连线长度；θ为导引头天线半波束宽度；θ2为导引头天线半波束在XZ平面上的投影，即导弹位置M在XOZ平面上的投影M′与主瓣杂波中心点C连线和导弹位置M在XOZ平面上的投影M′与主瓣杂波边缘点C1连线之间的夹角；同时也为导弹位置M在XOZ平面上的投影M′与主瓣杂波中心点C连线和导弹位置M在XOZ平面上的投影M′与主瓣杂波边缘点C2连线之间的夹角。

对于给定的分布，天线波束宽度与用波长表示的该平面内的孔径尺寸成反比，因此，θ可以表示为[9]：

(3)

式中，D为孔径分布尺寸；K为波束宽度因子的比例常数。由式(3)可得，W频段导引头天线半波束宽度仅为Ka频段的37.2%。

将计算好的主瓣杂波分辨单元(条带)面积Ag代入式(1)中，即可求出主瓣杂波回波功率。

信杂比SCV为目标回波功率与主瓣杂波功率之比：

(4)

式中，Pr为导引头接收目标回波信号功率；

信杂噪比SCNV为目标回波功率与主瓣杂波功率加上接收机噪声之比：

(5)

式中，A为导引头信号处理机的脉压增益与相参积累增益之和；N为接收机噪声功率，N=kTBF：k为波尔兹曼常数；T为工作温度；B为信号分辨率带宽；F为接收机噪声系数。

3 弹道仿真及抗主瓣杂波性能分析

采用4种典型迎头弹道，仿真分析Ka和W频段下的信杂比和信杂噪比。表1给出了4种弹道的状态。图4给出了4种仿真弹道曲线。

表1 弹道状态

图4 1～4号弹道曲线

利用4条弹道对W频段和Ka频段的主瓣杂波分辨单元(条带)面积进行仿真，设定W频段和Ka频段的距离分辨单元宽度相等，弹目距离小于10km，主动导引头开机。图5给出了Ka和W频段主瓣杂波分辨单元(条带)弹道仿真结果，可以得出，4条弹道下，在主动导引头工作全程，Ka频段主瓣杂波分辨单元(条带)面积均大于W频段，图6给出了1-4号弹道下Ka和W频段主瓣杂波分辨单元面积之比的弹道仿真结果，1-4号弹道下，Ka频段主瓣杂波分辨单元(条带)面积均为W频段的3.167倍，这是因为在导引头天线口面不变的情况下，相比Ka频段，W频段天线波束窄，角分辨率更高，即(2)式中的θ值更小，因此Ka频段主瓣杂波分辨单元(条带)面积均大于W频段。且2个频段下天线波束宽度的比值为定值，因此主瓣杂波分辨单元(条带)面积不随弹道态势的变化而变化。

图5 Ka和W频段主瓣杂波分辨单元面积

图6 1～4号弹道下Ka和W频段主瓣杂波分辨单元面积之比

利用4条弹道进行导弹飞行全程中导引头接收的信杂比和信杂噪比仿真。图7为4条弹道下，弹目距离从10km逐渐减小，Ka频段和W频段的信杂比(SCV)的仿真结果，图8为4条弹道下，Ka频段和W频段的信杂噪比(SCNV)的仿真结果。分析SCV仿真结果可知，4条弹道下，W频段的SCV均始终高于Ka频段，这是因为在所有弹道条件下，W频段上主瓣杂波分辨单元面积始终小于Ka频段，导致了W频段的主瓣杂波能量低于Ka频段，在目标回波功率相同的情况下，使W频段的SCV高于Ka频段。

分析SCNV的仿真结果可知，不同弹道条件下，W频段和Ka频段的SCNV对比情况出现变化。1号超低空迎头弹道下，弹目距离小于7.5km后，W频段的SCNV高于Ka频段；2号低空迎头弹道下，弹目距离小于6.5km后，W频段的SCNV高于Ka频段；3号高空迎头弹道下，W频段的SCNV始终小于Ka频段；4号中空尾追弹道下，弹目距离小于4km后，W频段的SCNV高于Ka频段。分析仿真结果可知，当目标高度越高，W频段SCNV超过Ka频段时刻的弹目距离越小；当目标高度过高时，W频段的SCNV将始终小于Ka频段。这是因为，如图3所示，若目标高度越高，在相同的弹目距离上，导弹到主瓣杂波中心点之间的相对距离R1越大。由于W频段的接收机噪声功率远大于Ka频段的接收机噪声功率，R1过大时，W频段的接收机噪声在SCNV的影响中相比主瓣杂波能量起到了更主导的作用，导致了W频段的信杂噪比较Ka频段要低。

图7 Ka和W频段信杂比随弹目距离变化曲线

图8 Ka和W频段信杂噪比随弹目距离变化曲线

综上，W频段利用天线波束窄，角分辨率高，从而减小杂波分辨单元(条带)的优点，获得了比Ka频段更小的主瓣杂波功率，使W频段的信杂比始终高于Ka频段。由于W频段的接收机噪声功率远大于主瓣杂波功率，当导弹到主瓣杂波中心点之间的相对距离R1过大时，W频段的接收机噪声功率将大于主瓣杂波功率，接收机噪声在W频段的SCNV的影响中相比主瓣杂波能量起到了更主导的作用，使得W频段的SCNV要小于Ka频段。当R1较小时，W频段主瓣杂波能量在SCNV的影响中大于接收机噪声，此时W频段的SCNV将大于Ka频段。

由于在相同弹目距离上，导弹到主瓣杂波中心点之间的相对距离R1的大小与目标高度成正比关系，因此目标高度越低，W频段SCNV高于W频段时刻的弹目相对距离越远，W频段抗主瓣杂波性能比Ka频段越强。

4 结论

对常用毫米波Ka和W频段的抗主瓣杂波性能进行了对比研究。建立了主瓣杂波功率、信杂比和信杂噪比弹道仿真模型，利用迎头攻击弹道进行仿真对比分析。结果表明，在弹目相距较近时，在相同天线口面的条件下，W频段利用天线波束宽度窄，角分辨率高，使主瓣杂波分辨单元(条带)面积更小的优点，获得了比Ka频段低的主瓣杂波能量。由于W频段的接收机噪声功率远大于Ka频段的接收机噪声功率，在导弹到主瓣杂波中心点之间的相对距离R1较远时，由于W频段的接收机噪声功率超过了主瓣杂波功率，使得接收机噪声起到主导作用，导致W频段信杂噪比较Ka频段低。由于在相同弹目距离上，导弹到主瓣杂波中心点之间的相对距离R1的大小与目标高度成正比，因此目标高度越低，W频段SCNV高于W频段时刻的弹目相对距离越远，W频段抗主瓣杂波性能比Ka频段更强。W频段的抗主瓣杂波性能相比Ka频段的性能优势将随目标高度的增加而逐渐减弱。在攻击低空目标时，W频段的抗主瓣杂波性能比Ka频段强；在攻击高空目标时，Ka频段抗主瓣杂波性能比W频段更强。本文研究成果对研究毫米波主动导引头统抗杂波性能，解决实际型号抗主瓣杂波问题具有实际意义。

[1] 王玮．毫米波步进频雷达一维成像及目标检测算法研究[D]．长沙：国防科学技术大学，2009．(Wang Wei．High Range Resolution Profile Imaging and Target Detection Algorithm of MMW Stepped Frequency Radar[D]．Changsha：National University of Defense Technology, 2009．)

[2] 魏伟波，芮筱亭．毫米波精确制导技术[J]．火力与指挥控制，2005，30(增刊)：4-6，10．(Wei Weibo,Rui Xiaoting．Study on the Millimeter Wave Precision Guidance Technology[J]．Fire Control and Command Control, 2005, 30(suppl)：4-6，10．)

[3] 穆虹．防空导弹雷达导引头设计[M]．北京：中国宇航出版社，2009．(Mu Hong．Design of Antiaircraft Radar Seeker[M]．Beijing：China Astronautic Publishing House, 2009．)

[4] 赵宏钟，朱永锋，付强．地物背景下的目标频域带宽合成方法[J]．系统工程与电子技术，2011，33(3)：528-533．(Zhao Hongzhong, Zhu Yongfeng, Fu Qiang．Frequency Domain Bandwidth Synthesis Method for Moving Targets in Ground Clutter[J]．Systems Engineering and Electronics, 2011, 33(3)：528-533．)

[5] 江卫，王玫．机载相控阵快速抗地杂波赋形算法[J]．现代雷达，2001，23(4)：84-86．(Jiang Wei, Wang Mei．Fast Anti-Groundclutter Pattern Synthesis of Airborne Radar[J]．Modern Radar, 2001, 23(4)：84-86．)

[6] 余宏明，张志坚．毫米波雷达及其对抗[J]．舰船电子工程，2007，27(2)：168-172.(Yu Hongming, Zhang Zhijian．Millimeter Wave Radar and Countermeasure[J]．Ship Electronic Engineering, 2007, 27(2)：168-172.)

[7] 苏宏艳，朱淮城．毫米波精确制导技术及其发展趋势[J]．制导与引信，2008，29(2)：6-9，14．(Su Hongyan, Zhu Huaicheng．The Technology and Development Trend of Millimeter Wave Precision Guidance[J]．Guidance & Fuze, 2008, 29(2)：6-9，14．)

[8] 丁鹭飞，耿富录，陈建春．雷达原理[M]．第4版.北京：电子工业出版社，2009．(Ding Lufei, Geng Fulu, Chen Jianchun．Radar Principle[M]．4th Edition．Beijing：Publishing House of Electronics Industry, 2009．)

[9] Merrill I S．雷达手册[M]．第2版．北京：电子工业出版社，2003．(Merrill I S．Radar Handbook[M]．2nd Edition．Beijing：Publishing House of Electronics Industry, 2003．)

Research on Anti-Main Jamming Performance of Ka-Band and W-Band Positive Seeker Based on Trajectory Simulation

Dai Zheng1, Lu Jia1, Li Beibei2, Chen Dehong1

1. Shanghai Electro-Mechanical Engineering Institute，Shanghai 201109，China 2. Shanghai Aerospace Electronic Technology Institute，Shanghai 201109，China

Millimeterwaveprecisionguidanceistheimportantdevelopmenttrendofprecisionguidance.Themillimeterwaveprecisionguidancetakeadvantageofnarrowerbeamwidth,highergain,higherdiscriminability,higheraccuracyandbetteranti-stealthcapability.Theanti-jammingperformancesofpositiveseeking-guidancesystemofmillimeterwaveinKa-bandandW-bandarestudied.TheresultsshowthattheW-bandhaslessmainjammingenergycomparedwithKa-band,whentheantennaapertureissame,whichcausesthenarrowerbeamwidthandhigherangularresolutionacquired.Whenthetargetislow,theanti-jammingperformanceofW-bandisbetterthanthatofKa-band.Whenthetargetishigh,theanti-jammingperformanceofKa-bandisbetterthanthatofW-band,whichcausestheW-bandhasmorereceivernoise. Key words Ka-band; W-band;Positiveseeker;Anti-mainjammingperformance;Trajectorysimulationmodel

2016-11-30

戴 铮 (1980-)，男，江苏赣榆人，本科，高级工程师，主要研究方向为武器系统总体技术；陆 加(1991-)，男，海口人，硕士，助理工程师，主要研究方向为飞行器无线电制导总体技术；李贝贝 (1990-)，女，江苏沭阳人，硕士，助理工程师，主要研究方向为毫米波辐射特性；陈德红 (1981-)，男，武汉人，硕士，高级工程师，主要研究方向为飞行器无线电制导总体技术。

TN971.+1

A

1006-3242(2017)02-0008-07