基于SiC MOSFET的辅助变流器应用研究

谢佳季，游小杰，郭希铮，武晶晶，李志坚

（北京交通大学电气工程学院,北京100044）

基于SiC MOSFET的辅助变流器应用研究

谢佳季，游小杰，郭希铮，武晶晶，李志坚

（北京交通大学电气工程学院,北京100044）

辅助变流器是轨道交通车辆的重要部件，采用SiC MOSFET作为开关器件能整体提升变流器功率密度。将原有变流器系统完成以SiC MOSFET为开关器件的功率模块整体替代，对周边无源器件进行优化设计；根据SiC MOSFET器件特性设计一款驱动电路，并进行性能测试；针对辅助变流器主电路拓扑，建立各部分损耗模型，通过仿真进行验证，并对前后系统进行损耗对比。

辅助变流器；无源器件；驱动电路；损耗模型

近年来，电力电子技术在交通领域不断扩展，要求电力电子变换器朝着高频、高温、高功率密度方向发展。作为轨道交通车辆的重要部件，车载辅助变流器的研究一直是列车供电技术的重点。随着大功率化、高开关频率、模块化的新型电力电子器件不断出现，各国新型高速列车采用的辅助变流系统，逐渐向大功率、小体积、低损耗的方向发展。

目前，针对车载辅助变流器的电路拓扑结构和控制方式已发展较为成熟，而基于硅器件IGBT的传统辅助变流器很难在上述性能指标上得到大幅提升。SiC功率器件具有导通电阻小、高频特性好、耐高温等优良特性［1-3］，尤其在高频率、高温度的应用领域，SiC器件能明显减少变换器开关损耗，提高系统整体工作效率。

本文以SiC MOSFET在城轨列车辅助变流器中应用为例，优化变流器设计，从无源器件参数设计、器件损耗模型等方面展开研究，提高变流器功率密度和效率；根据SiC MOSFET的特性，合理设计驱动电路，保证开关器件高效、可靠地工作。

1 辅助变流器系统构成

本文中辅助变流器拓扑由全桥变换器和三相逆变器连接构成，如图1所示，经过高频降压隔离、不控整流、可控逆变等环节，将直流电压转换为三相四线制交流电压，为空气压缩机、电加热等负载供电。其中，除不控整流部分开关器件选择Si二极管，其余均选用SiC MOSFET。

图1 变流器拓扑Fig.1 Topology of converter

原辅助变流器功率模块主要技术指标如表1所示，改进后的辅助变流器开关频率有所提升，全桥部分SiC MOSFET开关频率增加到16 kHz，逆变侧SiC MOSFET开关频率增加到4.65 kHz。

表1 辅助变流器主要技术指标Tab.1 Auxiliary converter main technical indicators

2 变流器无源器件优化

为了实现SiC MOSFET在铁路车辆辅助变流系统中的成熟应用，将原有Si IGBT替代为以SiC MOSFET为开关器件的功率模块，开关频率提高，并完成周边无源器件如变压器、支撑电容和滤波器等优化设计。2种辅助变流器主要参数设置对比见表2。

优化后的全桥部分和逆变部分SiC开关管均选用1 700 V/225 A SiC模块。本系统采用CREE公司62 mm封装的功率模块CAS300M17BM2，此模块是目前1 700 V电压等级SiC商业化产品的最大电流等级。逆变器侧输入电压为602 V，输出电流最大为78.7 A，不控整流部分整流二极管选择IXYS公司的MEE250－12DA，其电压电流等级为1 200 V/260 A，满足设计要求。

表2 辅助变流器参数设置Tab.2 Auxiliary converter parameter setting

从表2可以看出，将辅助变流器开关频率提高后，直流滤波电感由9 mH降为2.751 mH，直流支撑电容由2个1 000 μF串联变为单个370 μF，交流侧滤波电感由1.12 mH降为0.58 mH，交流侧滤波电容由900 μF降为100 μF。经过优化设计后，辅助变流器开关频率提高后，直流支撑电容、滤波电容和滤波电感都有所减小，其体积相应减小，功率密度得到提升。逆变器输出电压畸变小，总谐波失真THD（total harmonic distortion）含量低，满足导轨电车辅助变流器设计要求。

3 驱动电路设计

本文辅助变流器中作为主开关管的SiC MOSFET皆选择CAS300M17BM2，其将一个桥臂上下两个开关管集成在一个功率模块中。器件特性的差异对驱动电路的设计有不同的要求，相比于Si MOSFET和Si IGBT，SiC MOSFET的寄生电容更小，这说明SiC MOSFET对驱动电路和主功率电路的寄生参数更加敏感。另外，SiC MOSFET具有更小的驱动电压范围和阈值电压，且其阈值电压会随温度的升高而下降，安全阈值小。因此需严格控制G、S极间的电压尖峰以避免器件发生误导通。

针对SiC MOSFET的特性及对驱动的特殊要求，其驱动电路的设计应满足以下设计准则：

（1）尽量减小驱动回路寄生电感的影响，合理进行PCB布局，加入吸收电容，减小开关振荡；

（2）驱动回路阻抗不能过大，影响充放电速度；

（3）选择合适的驱动电阻，采用负压关断，防止误导通，增强抗干扰能力；

（4）电源设计、驱动能力及隔离方式需满足SiC MOSFET的应用要求；

（5）应尽量减小硬件电路延时，在高频条件下尤为重要；

（6）保护部分应具有更快的响应速度，保证系统的安全工作。

3.1 驱动电路设计

本文设计的驱动板是针对辅助变流器中的主开关管CAS300M17BM2。当2个开关管在电路中构成一对桥臂时，同一桥臂上的开关管一般工作在互补导通的状态，且脉冲存在一定的死区。要使SiC MOSFET正常开关，驱动电路需要具有合适的驱动电压、足够的驱动能力以及尽可能小的回路寄生参数，另外，在实际应用中，还需考虑高低压隔离、过流保护和欠压保护等问题。根据SiC MOSFET本身的特性及桥臂控制的基本要求，本文设计的驱动电路的主要模块有：保护检测模块、信号处理模块、电源模块、隔离传输模块和驱动模块。

功能模块主要可分为4部分：过流检测、欠压检测、信号处理和电源部分，如图2所示。

过流检测电路有去饱和检测、电感检测、门级电压检测等常用方式，选择应用成熟、可靠性高的去饱和检测来实现过流故障检测［5］。通过检测VDS电压，根据SiC MOSFET的输出特性进行电流的保护。检测电路如图2（a）所示，当SiC MOSFET处于开通状态且电路发生过流时，ID增大，VDS电压迅速升高，若超过稳压管Dz的齐纳电压，稳压管反向导通，电流反向流经稳压管给C充电，经过短时间充电延迟，三极管基极电压达到开启电压时三极管导通，非门输出高电平。故障信号传输给逻辑芯片，封锁脉冲，并设置50 ms的故障锁存自恢复时间，保证开关管的安全工作。故障检测电路和执行电路的响应时间直接影响过流保护的时效性，可通过调节RC参数进行保护时间的调整。

图2 驱动电路设计示意Fig.2 Drive circuit design diagram

欠压保护是为了防止输入电压过低时电路不能正常工作，而影响电路系统模块性能。当MOSFET栅极欠压时，功率半导体的通态损耗会相应增加。欠压检测电路基本结构如图2（b）所示，欠压关断一般采用电压比较的方式输出欠压信号。对一个随电源电压变化的电压与一个固定的基准电压进行采样比较，当发生欠压时，反馈一个欠压锁定信号给其他模块，锁定后级电路。当电压逐渐升高至欠压开启电压时，电路恢复正常工作。为了使电路具有更好的抗干扰性，在设计过程中一般设置两个阈值电压，当电源电压低于一个阈值电压时锁定电路，当电源电压高于另一个阈值电压时，电路自动恢复。并且设置欠压开启电压大于欠压关断电压，使欠压关断电流具有滞回比较功能［4］。

为使驱动板保证安全稳定工作，在电路中配置一块型号为XC95144XL-10TQ100I的复杂可编程逻辑器件CPLD（complex programmable logic device）逻辑芯片，过流检测信号和欠压检测信号传入CPLD进行逻辑处理，如图2（c）所示，在其内部实现故障反馈、短脉冲抑制、死区控制及上下桥臂互锁等功能，这简化了驱动电路的设计，减小了温度对驱动电路的影响。由于SiC MOSFET工作频率高、输入阻抗大，驱动电路应具有良好的电气隔离性能。常见的隔离方式中：光耦隔离传输延迟长，电容式隔离仅适用于隔离数字信号，因此采用隔离芯片AD-uM2201实现主功率回路和控制信号的隔离，使其具有较好的抗干扰能力。驱动芯片选择IXDN609SI进行功率放大，其内部结构包含施密特触发器和推挽电路，输出驱动电流峰值为9A，满足驱动要求。

结合器件特性及PCB布局，驱动电压选择-4 V/+20 V，通过具有短路保护功能的金升阳电源模块QA01C获得。如图2（d）所示，原边各芯片5 V供电由前级稳压芯片LD1086产生，3.3 V供电由后级LD1117产生。采用金升阳的电源模块H1505S，其功率为1 W，能够满足隔离芯片副边供电和非门供电功率需求。

3.2 实验分析

图3SiC MOSFET驱动电路Fig.3 Gate drive of SiC MOSFET

根据上述分析设计了适用于SiC MOSFET的驱动电路，如图3所示，集成了CPLD逻辑处理、电源转换电路、隔离电路及过流/欠压检测电路等。根据应用需求驱动板尺寸为100 mm×68 mm×35 mm，该驱动板结构紧凑，在有限的布局范围内尽量增大爬电距离，PCB布板时充分考虑了杂散参数的控制。

3.2.1 弱电实验

弱电实验主要是为测试驱动电路的驱动能力以及死区延时设计。在实验中，可用电容替代SiC MOSFET作为驱动电路负载，驱动电路采用+15 V供电，驱动电压为+20 V/-4 V。数字信号处理DSP（digital signal processing）核心控制板发出两路频率为16 kHz、占空比分别为0.4和0.6的脉冲信号，两路信号互补输入，未加死区时间。驱动电路上、下两路输出驱动信号如图4所示，电压+20 V/-4 V正常，由于实验选取的负载电容和驱动电阻都较小，所以脉冲上升沿存在一定的电压尖峰，可通过适当增大驱动电阻缓解。如图5所示为驱动信号放大图，两路信号存在1.4 μs左右的死区，这是由于CPLD程序中设置了500 μs的短脉冲抑制和500 μs的死区时间，加上驱动电路本身约400 μs的硬件延时，这有利于开关管的安全稳定工作。

图4 驱动电路上下桥臂驱动信号Fig.4 Drive circuit two-channel drive signals

图5 驱动信号放大Fig.5 Detailed drawing of drive signal

3.2.2 过流保护实验

在驱动板的DS端之间接入频率为100 kHz、幅值从8～18 V变化的三角波电压信号，观察过流保护检测信号和VDS的变化关系。如图6所示为过流保护实验结果，本驱动板设置的过流保护值为700 A，由CAS300M17BM2的输出特性曲线，对于的VDS保护值为9 V。从图中可看出，从发生过流到驱动板封锁脉冲输出信号延时约2 μs，符合设计要求。

3.2.3 欠压保护实验

按照第3.1节中欠压检测电路设计，搭建实际检测电路，比较器选择LM393，VDC和地之间接入频率为100 Hz、幅值从13～24 V变化的三角波电压信号。观测欠压检测输出端UVLO的电压变化，波形如图7所示。由图可看出，输出信号UVLO在VDC为16.5 V（欠压关断电压）和17.5 V（欠压开启电压）时电压发生翻转，滞回区间为1 V，满足设计要求。

图6 过流保护实验波形Fig.6 Test waveforms under over-current protection

图7 欠压保护实验波形Fig.7 Test waveforms of under voltage protection

3.2.4 双脉冲实验

表3 双脉冲测试条件Tab.3 Double pulse test conditions

典型的功率器件动态测试电路是双脉冲测试电路，如图8所示。测试条件见表3，采用此测试法对驱动板进行性能测试。动态调节驱动电阻值，选取最佳阻值。双脉冲测试电路的基本原理是上管栅极一直承受负压相当于续流二极管，给下管栅极一个双脉冲信号，在第1个脉冲的下降沿和第2个脉冲的上升沿，能够测量得出被测器件在一定电压和负载电流状况下的开通和关断波形。

图8 双脉冲测试电路Fig.8 Double pulse test circuit

测试选择10 Ω驱动电阻，母线电压为400 V，漏极电流在100 A开通关断，则开关管Q2在双脉冲测试中的电压电流波形如图9所示，其中，VGS为驱动电压，VDS为漏源电压，ID为漏极电流，由于示波器信号放大倍数限制，ID显示值为实际电流值的一半，开关过程中电压电流均存在一定的振荡，这是高频条件下电路寄生参数的影响。

图9 双脉冲测试波形Fig.9 Double pulse test waveform

开关管开关过程中，驱动电路通过驱动电阻Rg对开关管的输入电容进行充放电，改变Rg的阻值将直接影响开关管的开关特性。如图10所示为选择不同驱动电阻时的电压电流波形，由图可见，随着Rg的增加，开关速度变慢，从而使得开关过程中开关电压电流振荡减小，但随之开关损耗增加。综合考虑，将栅极驱动电阻设置为6.7 Ω。

图10 不同驱动电阻SiC MOSFET开关电压电流波形Fig.10 Switching voltage and current waveforms of SiC MOSFET with different drive resistors

4 损耗模型建立

SiC MOSFET良好的高频、高温特性使其在变流器中的应用愈加广泛。然而器件在开关过程中依然会产生一定的热量，造成较大的功率损耗，在高频工作状态下，热量损耗更加严重。因此，系统中器件的损耗分析对开关管的安全工作、散热模块的设计以及整个系统的效率提升相当重要［6］。

碳化硅器件的散热要求与硅器件有较大区别，且碳化硅器件在高频条件下应用广泛，因此需结合系统工作条件和控制策略，从散热方式、散热部件分布等方面重新设计变流器散热系统，使其体积较小，且能达到散热标准要求。

4.1 SiC MOSFET损耗计算

作为辅助变流器中的开关元件，SiC MOSFET的损耗组成部分如图11所示。

图11SiC MOSFET损耗组成Fig.11 Composition of SiC MOSFET losses

由于器件处于阻断状态时的漏电流可以忽略不计，因而其损耗主要包括：通态损耗Pcon、开通损耗 Pcross_on、关断损耗 Pcross_off和体二极管损耗 PD，各损耗的计算公式分别为

式中：IRMS为通态时流过开关管电流有效值；RDS（on）为开关管的导通电阻；VDS和ID分别为MOSFET开关瞬态漏源极两端的电压和流过漏极的电流；tcross_on和tcross_off分别为导通和关断瞬态过程电压和电流交接时间；Vr为功率二极管反向阻断电压；Qrr为反向恢复电荷；fs为开关频率。

4.2 变流器的损耗模型

4.2.1 全桥变换器部分

移相全桥变换器共有6种开关模态，其主要工作波形如图12所示［7］，因前、后半周期工作原理相同仅对t0～t4时间段进行分析。t0～t4各个时间段变压器原边电流表示为

图12 全桥变换器驱动和原理波形Fig.12 Full bridge converter driving and principle waveforms

式中：n为变压器变比；Lr为变压器原边漏感；Lf为整流桥输出滤波电感；Vout为全桥变换器输出电压。

基于全桥变换器的工作原理，建立其主要包括开关管和整流二极管的损耗模型。

通态损耗表示为

式中：RMOS为SiC MOSFET导通电阻；VSD_MOS为SiC MOSFET反并联二极管通态压降；Tcross为全桥变换器移相角对应时间；Tr为t3～t4时间间隔。

对式（6）～式（9）进行积分，可得

其他两个开关管损耗计算相等，因此全桥逆变部分总通态损耗为

采用移相控制软开关技术能使全桥变换器中的Q1~Q4实现零电压开通，由上述分析可知，开关管开通后一段时间其体二极管继续保持续流状态，因此是零电压开通，没有开通损耗。开关管关断后，其两端电容开始充电，电压升高到母线电压，并且关断时开关管依然流过电流，因此关断损耗依然存在［8］。本系统中没有外加谐振电容和谐振电感，利用变压器的漏感和开关管的寄生电容谐振在一定程度上减小了电压电流交叠面积，进而减小了关断损耗。在电流较小时，电流变化时交叠时间变化较小。在一个开关周期中，Q1和Q3在MOSFET关断瞬态流过漏极电流为I1时关断一次，Q2和Q4在MOSFET关断瞬态流过漏极电流为I2时关断一次。因此，一个开关周期全桥逆变部分开关损耗等效计算为

其中：

式中：VDS为关断后漏源极两端的电压；tcross_off1和tcross_off2为不同电流下关断瞬态过程电压和电流的交截时间（电流较小时时间变化不大）；CDS为MOSFET的漏源极寄生电容［9］。

通过对全桥变换器工作原理的分析，不控整流部分通态损耗为

式中：VF为整流桥二极管通态压降,VF=3.38 V；ILf为整流桥输出电流值；Tg为t1～t3时间间隔。

对于整流Si二极管，其开通损耗在开关损耗中可忽略不计，由于该二极管存在较大反向恢复电流，故关断损耗不可忽略。其开关损耗为

4.2.2 三相逆变部分

逆变器常用的控制策略有正弦脉宽调制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）和空间矢量脉宽调制SVPWM（space vector pulse modulation），三相两电平逆变器结构和SPWM调制方式应用已非常成熟，经过分析比较，采用SiC MOSFET作为开关器件时，SVPWM损耗大于SPWM损耗。在此，仅对逆变器在SPWM调制方式下的损耗进行分析。

SPWM调制，即用三角波作为载波，以所期望得到的正弦波作为调制信号，当三角波与正弦波相交时，用交点电压比较来控制开关管的通断。两电平逆变器交流输出部分区域划分如图13所示，图中调制信号幅值为m。在一个载波周期内，根据调制信号和载波信号的波形，可计算出各管的开关时间。

考虑死区时间td，一个开关周期Ts内MOSFET和二极管的导通时间δQ（t）、δD（t）表示为

式中，φ为功率因数角。

三相逆变器的工作原理在很多资料中已详细分析，一个周期内逆变器会工作在4种模式下，不做详细分析。调制函数和负载电流波形如图13所示，输出电流滞后输出电压相位φ。

在SPWM调制方式下，调制函数和负载电流函数［10］为

式中，Im为逆变侧输出电流最大值。

图13 两电平逆变器交流输出部分区域划分Fig.13 Partial partition of AC output of two-level inverter

在一个载波周期内，电流变化很小，由于交流侧与负载相连，电流可视为输出负载基波相电流值。如图13中，以电压为基准分区域，只计算电流为正的区域［11］。

Q5的通态损耗为

D8的通态损耗为

对式（22）、式（23）分别进行积分，可得

其他两个桥臂功率损耗和A桥臂相等，因此SPWM调制下两电平逆变器总通态损耗为

器件开关损耗受开关时刻漏源电压、电流的影响较大，开关损耗可以表示为

式中：Eon（t）、Eoff（t）分别为在某时刻开、关能量损耗；f为输出电流频率。当N很大时，式（27）可以用积分表示。只计算电流为正区域，则开关损耗为

对式（28）积分，得到总开关损耗为

表4 散热模型功率条件Tab.4 Thermal model power conditions

4.3 变流器损耗仿真分析

为了验证所建损耗模型的准确性及SiC变流器的效率优化，利用Power Simulation仿真软件对整个变流器系统进行仿真分析。软件自带有Thermal Module模块，分别选取不同类型开关器件，按照实际器件手册设置模块参数，能够较真实反映系统损耗情况。按照真实系统设置仿真参数见表2。其中，除不控整流部分开关器件选择IXYS公司的MEE250-12DA，其余部分将原系统中的Infineon-FF225R17ME4改为CREE公司的SiC模块CAS 300M17BM2。变流器主要由全桥变换器和三相逆变器组成，采用移相全桥控制方式；逆变采用3次谐波注入SPWM调制。

根据第4.2节的损耗计算模型，按照如表4所示的功率条件进行计算，在输入电压为750 V时，开关管通态损耗和开关损耗仿真和理论计算结果如表5所示，分为全桥逆变、不控整流和三相逆变三部分。表6给出了在不同输入电压Ui下原变流器系统和改进后的变流器系统计算损耗对比。表中，各电压等级下的上行为原系统损耗计算值，下行为优化后系统损耗计算值。

在输入电压Ui为750 V时，原系统总损耗计算值为1 336.89 W，优化后系统总损耗计算值为1 132.99 W，由于开关频率的增加，改进后系统全桥部分开关损耗虽小幅度增大，整体器件损耗明显降低。并且直流支撑电容、滤波电容和滤波电感值都有所减小，其体积相应减小，功率密度得到提升。

表5 仿真和理论损耗对比（Ui=750 V）Tab.5 Loss comparison of simulation and theoretical（Ui=750 V）W

表6 原系统和优化系统计算损耗对比Tab.6 Comparison of original system and current system loss simulation W

4.4 散热方式选择

模块传递热量的能力与冷却方式关系很大。目前用于电力电子设备的散热方式主要有：强迫水冷、空气冷却、热管冷却和液态冷却等。空气冷却方式中自然冷却散热能力弱，强迫风冷噪声较大，灰尘增多；热管冷却的散热能力虽好于空气冷却，但在有些功率较大，能量密度较高的场合仍不足以保证系统安全工作。经过优化后的辅助变流器具有较高的功率密度，较高的功率等级，对于热密度较大的器件而言，液态冷却方式能较好地解决散热问题。目前研究较多的液态冷却中强迫水冷是一种较常用的方式，由于水的比热容大，且水冷散热器体积小、可靠性高，被广泛应用在高压大功率电力电子装置的散热模块中［12］。本文中改进后的辅助变流器和原系统一样采用强迫水冷散热方式，按各部分散热量合理布局散热器，并保有一定热量裕度，使之满足辅助变流器冷却要求。

5 结语

本文针对车载辅助变流器对功率密度、可靠性和效率的较高要求，充分发挥SiC MOSFET的优良特性，在原有以Si IGBT作为开关器件的辅助变流系统基础上，对系统无源器件进行了优化设计，完成以SiC MOSFET为开关器件的功率模块整体替代。详细阐述了SiC MOSFET驱动电路的设计思路，以此为依据设计可用于辅助变流器的 SiC MOSFET驱动电路，为检测驱动电路的性能，进行了驱动能力测试、过流/欠压保护实验和双脉冲实验。最后针对变流器拓扑结构建立了系统损耗模型，通过仿真进行验证，并对辅助变流系统的散热方式进行说明。

［1］Östling M,Ghandi R,Zetterling C M.SiC power devices-Present status,applications and future perspective［C］. 2011 IEEE 23rd International Symposium on Power Semiconductor Devices and ICs,San Diego.CA,2011:10-15.

［2］Hudgins J L,Simin G S,Santi E,et al.An assessment of wide bandgap semiconductors for power devices［J］.Proc. IEEE Trans Power Electron,2003,18（3）:907-914.

［3］EL-Refaie A M.Fractional-slot concentrated-windi-ngs synchronous permanent magnet machines:opportunities and challenges［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57（1）:107-121.

［4］陆珏晶.碳化硅MOSFET应用技术研究［D］.南京：南京航空航天大学,2013. Lu Yujing.Research on Si C MOSFET and its Applications［D］.Nanjing:Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,2013（in Chinese）.

［5］袁捷.SiC MOSFETs驱动技术研究［D］.北京：北京交通大学,2015. Yuan Jie.Research on drive technology of Si C MOSFETs［D］.Beijing:Beijing Jiaotong University,2015（in Chinese）.

［6］梁美,郑琼林,可翀,等.SiC MOSFET、Si CoolMOS和IGBT的特性对比及其在DAB变换器中的应用［J］.电工技术学报,2015,30（12）:41-50. Liang Mei,Trillion Q Zheng,Ke Chong,et al.Performance comparison of SiC MOSFET,Si CoolMOS and IGBT for DAB converter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society,2015,30（12）:41-50（in Chinese）.

［7］张先谋.移相全桥软开关DC/DC变换器的研究［D］.北京：中国科学院研究生院（电工研究所）,2002. Zhang Xianmou.Phase-shift full bridge soft switching DC/ DC converter［D］.Beijing:University of Chinese Academy of Sciences,2002（in Chinese）.

［8］刘春美.光伏发电系统移相全桥DC/DC变换器及控制方法研究［D］.西安:西安理工大学,2010. Liu Chunmei.Research on the loss models of high-power photovoltaic inverter［D］.Xi'an:Xi'an University of Technology,2010（in Chinese）.

［9］叶俊,张峰.Buck同步整流电路MOSFET损耗的计算［J］.电力电子技术,2007,41（12）:109-111. Ye jun,Zhang Feng.The loss calculation of the MOSFET in synchronousbuckcircuit［J］.PowerElectronics,2007,41（12）: 109-111（inChinese）.

［10］宋静文.大功率光伏逆变器损耗模型的研究［D］.成都：西南交通大学,2013. Song Jingwen.Research on the loss models of high-power photovoltaic inverter［D］.Chengdu:Southwest Jiaotong University,2013（in Chinese）.

［11］谢立军.SiC逆变器仿真研究及实验装置研制［D］.北京：中国电力科学研究院,2015. Xie Lijun.SiC inverter simulation research and development of experimental equipment［D］.Beijing:China Electric Power Research Institute,2015（in Chinese）.

［12］王龙绪.牵引变流器水冷散热器研究［D］.成都：西南交

通大学,2015.

Wang Longxu.The research on the water-cooled heatsink of traction converter［D］.Chengdu:Southwest Jiaotong U-niversity,2015（in Chinese）.

Application Research of Auxiliary Inverter Based on SiC MOSFET

XIE Jiaji,YOU Xiaojie,GUO Xizheng,WU Jingjing,LI Zhijian
（School of Electrical Engineering,Beijing Jiaotong University,Beijing 100044,China）

Auxiliary converter is an important part of the vehicles in rail transit.Using SiC MOSFETs as the switching devices can improve the power density overall.In this paper,The power modules of the converter system are replaced by SiC MOSFET completely and the surrounding passive components are optimized.A driver is designed for SiC MOSFET based on the characteristics of the device and the driver is tested.The power loss calculation model is established based on the topology of the converter and the model is validated by simulation.A comparison of power loss for the original converter and the converter using SiC MOSFETs is made.

auxiliary inverter;passive component;driver circuit;loss model

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．2.067

TM 922

A

2016-11-30