一种新型光伏并网逆变器的研究

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(三峡大学，湖北 宜昌 443002)

1 引言

近年来，光伏并网发电系统(PV)在世界各地得到了广泛的发展，特别是具有效率高、体积小、重量轻、成本低[1-3]的逆变器的小功率单相光伏并网系统。

一般情况下，光伏并网逆变器可分为两种：隔离型逆变器和非隔离型逆变器。隔离型逆变器通常包括带工频变压器的逆变器和带高频变压器的逆变器。变压器可以提供电网和光伏阵列之间的电气隔离，变压器的存在可以消除光伏板和地面之间的漏电流，还可以保证个人安全。但是带有工频变压器的逆变器尺寸大和重量重，这使得整个系统笨重，难以安装。带有高频变压器的逆变器往往有几个功率级别，这增加了系统的复杂性，降低了系统的效率。无变压器的逆变器由于其成本低，重量轻，效率高成为商业领域的首选。由于光伏阵列和电网之间没有电气隔离，将会在光伏阵列和地面之间形成寄生电容，当寄生电容上电压不为零或不恒定时，将会在光伏阵列、地面和电网之间形成漏电流。漏电流过大时会对人生安全存在威胁和严重的电磁干扰问题[4]。

在无变压器光伏并网系统中已经提出了许多消除漏电流的拓扑结构，如双极性SPWM全桥逆变器、三电平中点钳位逆变器(NPC)、和Heric、H5、H6等[5-11]。采用双极性SPWM全桥逆变器可以保证产生一个恒定的共模电压和漏电流，但是由于输出双电平电压所需的输出滤波器大，所以这将是系统损耗增加和功率密度降低。三电平中点钳位逆变器也可以消除漏电流，与全桥逆变器相比输出电压提高、效率提高、输出滤波器的体积减小。三电平中点钳位逆变器需要一个较大的直流供电电压，这限制了光伏板的工作电压范围。Heric、H5、H6逆变器和全桥逆变器在单极性SPWM调制策略[6]下需要相同的低直流母线电压。在本文中，提出了一种新型的无变压器单相并网逆变器的拓扑结构，保证无漏电流产生与Heric，H5、H6逆变器输入相同的低直流电压。本文所提出的逆变器的输出电压是三电平，因此相比双极性全桥逆变器需要一个较小的滤波电感，较小的滤波电感降低了损耗提高了系统效率。在新型逆变器拓扑中采用两种单极性SPWM调制策略，该调制策略降低了死区时间的影响，提高了逆变器的可靠性，得到了优质的并网电流和低谐波失真。

2 无变压器光伏系统的漏电流

在无变压器光伏并网发电系统中光伏板和电网之间无电气隔离，因此会产生一个共模谐振电路如图1所示。谐振回路有光伏板和地面之间的寄生电容CPV，滤波电感L1和L2和逆变器组成。如果逆变器的共模电压VCM不等于(VAN+VBN)/2或不为零会在共模谐振回路产生漏电流，该漏电流较大时将会威胁到人身安全和产生电磁干扰问题。寄生电容的大小取决于光伏电池的大小、光伏板与地面的距离和天气等因素。一个常见抑制无变压器光伏系统漏电流的方式是保持逆变器的共模电压恒定。

3 新型逆变器拓扑结构和原理分析

新型逆变器拓扑结构如图2所示：有六个IGBT(S1，S2，S3，S4，S5，S6)，两个续流二极管(D1，D1)，滤波电感L1=L2和滤波电容C2。在逆变器中运用两种SPWM调制策略：基本的SPWM调制策略和双向SPWM调制策略，任何一个SPWM调制策略均可以保证无漏电流。

图1 共模谐振电路模型

图2 逆变器拓扑

3.1 基本的SPWM调制策略

该逆变器基本的SPWM调制策略如图3所示。在正半周期S5一直通，S2、S3和S6常断，以相同驱动信号驱动S1、S4高频开关。逆变器的第一工作阶段如图4所示，在工频电压正半周期充电期间S1、S4、S5导通电流流过S1、S4、S5，这时VAN等于VDC，VBN等于0V，所以VAB等于VDC，共模电压VCM是：

(1)

逆变器的第二工作阶段如图5所示在工频电压正半周期续流期间只有S5导通，电流流过S5和续流二极管D1，这时VAN下降VBN上升，最后他们都等于VDC/2，所以VAB是0V，共模电压VCM是：

(2)

同样，在工频电压负半周期，S6一直通，S1，S4和S5常断，以相同驱动信号驱动S2、S3高频开关。逆变器的第三工作阶段如图6所示，在工频电压负半周充电期间只有S2、S3、S6导通电流流过S2、S3、S6，这时VAN等于0V，VBN等于VDC，所以VAB等于负VDC，共模电压VCM是：

(3)

图3 该逆变器的基本SPWM调制策略

图4 第一阶段：正半周期充电期间

图5 第二阶段：正半周期续流期间

图6 第三阶段：负半周期充电期间

逆变器第四工作阶段如图7所示，在负半周期充电期间只有S6导通电流通过续流二极管D2和S6形成回路。在这种情况下VAN上升VBN下降直到它们都等于VDC/2。所以VAB等于0V，共模电压VCM是：

(4)

图7 第四阶段：负半周期续流期间

在续流期间S1，S2，S3，S4关断实现了直流侧和电网侧的电气隔离，在整个切换期间共模电压保持不变，没有漏电流产生并实现三电平的输出电压。在正半周期开关S2、S3、S6关断，所以没有死区时间的影响不用防止桥臂短路。由于该逆变器完全对称所以在负半周期也没有死区时间的影响。采用基本的SPWM调制策略无死区效应，该逆变器在单极性SPWM调制策略下明显改善了并网电流质量和增加系统的可靠性。

3.2 双向SPWM调制策略

为了获得高功率因数，并网电流ig与电网电压VAC必须保持同相位。该逆变器输出矢量图如图8所示，很容易推导出逆变器的输出电压VAB是：

VAB=VAC+jw(L1+L2)Ig

(5)

图8表明假设功率因数等于1并网电流ig相位滞后VAB。逆变器在正半周期应该工作在第一阶段或第二阶段。由于电流相位滞后在正半周期开始短期时间内(开关管S1,S2逻辑驱动为零)并网电流ig为负值，逆变器的第五工作阶段如图9所示电流流过S1，S4的反并联二极管，VAB等于VDC没有零电压产生，输出的并网电流异常升高从而降低了并网电流的质量。

图8 逆变器的输出矢量图

图9 第五阶段：从电网负半周期到正半周期

为了解决上述问题，提出了如图10所示一个双向的SPWM调制策略。双向SPWM调制策略在正半周期S6开启时S1是关闭的，而在负半周期S5开启时S2是关闭的。在双向SPWM调制策略下该逆变器在续流期间工作在第二阶段或第四阶段。因此在电压过零时仍然可以实现逆变器的输出，这有助于提高输入电网的电流质量。

当采用双向SPWM调制策略时必须增加死区时间，因为在正半周期S5、S6 、D1、D2可能同时导通将造成短路如图11所示。

4 仿真

总结以上两种调制策略的优点为逆变器提供一种混合型的SPWM调制略。该混合型SPWM调制策略是指：在电网周期较长时期不存在死区时间时采用单极性SPWM调制策略，在电网电压过零时使用双向单极性SPWM调制策略。采用混合SPWM调制策略可以提高电路的可靠性、降低电流总谐波失真和减少死区效应。

通过MATLAB中的Simulink和Sim Power Systems中的模块构建仿真模型来验证新型逆变器拓扑结构在混合型SPWM调制策略下的性能。模型参数如表1所示。

图10 逆变器的双向SPWM调制策略

图11 逆变器用双向SPWM调制策略时的短路

元器件单位输入直流母线电压VDC350V输入直流侧并联电容C1950μF电网电压VAC220V最大输出功率P01000W输出滤波电感L1=L115mH光伏电容CPV100nF

图12为实验仿真结果电网电压VAC、输出电压VAB、并网电流ig、共模电压VCM和漏电流icm，仿真结果表明采用该调制策略时拓扑结构输出三电平电压减少逆变器的输出滤波器的电感值。拓扑结构所产生的共模电压可以极大地影响流过寄生电容的漏电流，仿真结果表明共模电压VCM保持恒定是输入直流电压的一半(175V)，共模电压VCM恒定可消除接地泄漏电流。从实验结果来看，由于共模电压VCM是小纹波电压，所以漏电流icm<30mA，采用混合型SPWM调制输出的电流与电网电压高度同步并网电流ig的THD为3.5%。

图12 仿真波形

5 结论

本文所提出的逆变器输出三电电压，所以逆变器的效率高。同时，所需的输入直流电压相对于传统的双极性SPWM调制策略下的全桥逆变器较低。此外，采用SPWM调制策略死区时间的影响可以大大减少，因此实现一个优质的并网电压与低谐波失真电流。最后，对新型拓扑进行了仿真和验证，证明了该拓扑在消除漏电流的同时具有优良的并网电压质量和高转换率。

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[9] EP 1 369 985 A2;Europeische Patentanmeldung,European Patent Office.

[10 EP 1 626 494 A2;Europeische Patentanmeldung,European Patent Office.

[11] W.Yu,J.Lai,H.Qian,C.Hutchens,J.Zhang,G.Lisi,A.Djabbari,G.Smith,T.Hegarty,“High-efficiency inverter with H6-type configuration for photovoltaic non-isolated ac module applications,” in Proc.IEEE APEC′10 Conf.,2010,pp.1056-1061.