一种大功率内匹配功放管输出隔直电路的研究

方建洪,吕高庆

(中航工业雷华电子技术研究所，无锡 214063)

基础理论 doi:10.3969/j.issn.1673-5692.2016.05.010

一种大功率内匹配功放管输出隔直电路的研究

方建洪,吕高庆

(中航工业雷华电子技术研究所，无锡 214063)

本文讨论了不同占空比情况下常规大功率内匹配功放电路隔直电容在工作状态下的温度表现，重点分析了连续波、准连续波及大脉宽情况下具有一定等效串联电阻的隔直电容因工作温度过高而烧毁的可能性。提出并实现采用“微带波导转换器”代替隔直电容完成隔直和射频能量传输功能，通过对比试验验证了采用微带波导转换器的引入不会影响功放管CGHV96100F2工作状态的稳定性，并且其插入损耗小于输出隔直电容，能够有效地提高大占空比或连续波状态下功率放大器的输出功率至少0.3 dB，有效地减少了功放电路的热耗，提升了功放电路的可靠性。

连续波；隔直电路；内匹配；微带波导转换

0 引 言

机载雷达根据从天线辐射出的射频信号占空比来区分，可分为脉冲多普勒雷达、连续波雷达与准连续波雷达三种。三种雷达各有相对优势和劣势，可根据应用环境、任务需求优先选用。根据雷达发射源的不同，可采用的发射机类型有电真空发射机和固态发射机两种，其中固态发射机相对于电真空发射机而言，具有工作电压低、可靠性高、组合性好等优点，越来越多地在应用在机载雷达领域。若脉冲多普勒雷达、连续波雷达与准连续波雷达三种雷达都选用固态发射机体制，那么就可以根据频段、输出功率选择单个固态功放管或者多个固态功放管进行功率合成，这是因为固态发射机的最基本组成单元为单个固态功放电路。对于一只选定的固态功放管而言，不同占空比条件下，仅在散热量大小，效率高低上有区别，其工作方式是相同的。

固态功放电路需要与射频主路上的其他电路级联进行功率放大、传输送到天线辐射器辐射出去后才完成了雷达的发射功能。由于射频的固态功放管一般是场效应管，在工作中需要对栅极、漏极供直流电，必须采用隔直电路将加给功率管的直流电与功率放大器的射频输入、输出端口隔离，以免电源短路，保证直流电不会沿射频主路串扰出去，造成不必要的能量损耗或者影响乃至烧毁其他功能电路。

传统的射频隔直电路一般采用电容方式，根据频率的不同选择最合适的电容类型和量值。串入在射频主路中的隔直电容应具有低损耗、高功率容量的特性。一般分为微带电容[1]、单层电容以及多层电容。微带电容和单层电容能够承受的功率小，并且设计、制作及装配要求高，一般在Ku、X以及更低频段的大功率应用中都是采用多层电容。ATC[2]、DLI、宏明等电容厂家都致力于降低电容自身的等效串联电阻(ESR)，但总会有一定的能量会损耗在电容上，导致电容发热，若使用环境较为恶劣，会导致电容烧毁，并造成微波系统的故障。这一直是困扰大功率微波功放电路的难题。

1 固态功放电路的组成

最基本的内匹配固态功放电路如图1所示[3]。隔直电容作用是把射频能量从电路的一端转移到另一端，并保证直流电源信号通过偏置电路仅为功放管的栅极和漏极供电。

图1 内匹配固态功放电路原理图

一般功放管的输入信号相对于输出信号在功率上小一个或数个量级，输入隔直元件通过的能量较小，发热量不大，选用中就会有更大的自由性，不做重点讨论。本文重点要讨论的是输出隔直元件如何选择。隔直元件可以是微带电容、单层电容以及多层电容。微带电容和单层电容能够承受的功率，尤其是连续波功率较小，并且设计、制作及装配要求高，一般在Ku、X以及更低频段的大功率应用中都是采用多层电容。

射频主路中的隔直电容有自身的等效串联电阻(ESR)，会引入工作频段内的插入损耗，表征在射频功率发射时耗散在电容上的热量[4]。若发热量过大，并且热量没有得到完全发散，一直累积在电容上，那么就会烧毁电容，形成断路，会烧毁功放管。稳定工作的功放电路应该保证隔直电容的温升控制在电容允许的最大稳定工作温度内。

对于小脉宽、小占空脉冲多普勒雷达固态发射机中应用的大功率微波功放管工作时间相对较短，累积在隔直电容上的热量会在一个脉冲周期内无射频输出的时间段内得到最大限度的释放，一般温升不会太大，不会烧毁；对于连续波雷达与准连续波雷达固态发射机，或占空比虽小但脉冲宽度很大的脉冲多普勒雷达固态发射机中的大功率微波功放管，在一个脉冲周期内，射频输出时损耗在隔直电容上的热量不能在无射频输出的情况下释放完全，会形成较大的温升，致使电容的性能下降，插入损耗增大，在下一个脉冲周期内，累积在该电容上的热量会更多，形成一个温度加速升高的恶性循环。一旦达到电容允许的温度上限，就会致使电容可靠性大大下降，最终有可能烧毁。

2 固态功放管电路

通过一只CREE公司的能够工作在X波段连续波状态GaN型CGHV96100F2固态功放管验证隔直电容在实际工作中的温升问题。该功放采用内匹配形式[5]，厂家给定的资料中显示在f=9.2 GHz，输入峰值功率为10 W时输出峰值功率达到152 W(脉冲宽度t=100 us，占空比D=10%)，根据实际需要，调试中该功放管在9.2 GHz时的输出峰值功率为120 W(t=100 us，D=10%)。电路原理图如图2所示[6]。

图2 CGHV96100F2功放电路原理图

该功放管的实际电路如图3所示。

图3 CGHV96100F2功放实际电路

从上图可以看出，输入隔直电容通过的功率为10 W，输出隔直电容通过的功率为120 W，两个电容承受的功率相差一个量级[7]，所以本文重点关注输出隔直电容在工作状态时的温度变化。根据实际情况调试过程中输出隔直电容采用ATC 600S系列1.6 pF多层陶瓷电容。在实际工作中，本电路对功放管漏极采用了电源调制[8]。

损耗在电容上的热量与其自身的ESR有关。其中P电容是消耗在电容上功率；ESR是电容ESR；I为通过电容的等效电流。

P电容=ESR×I2

在相同散热及测试条件时，功放管脉冲工作状态下，输出峰值功率会随着占空比的提高逐渐减小。这是因为占空比越大，消耗在功放管的热量越大，功放管自身性能会下降。

常温，脉宽为100 us，不同占空比相同测试环境下输出功率及输出隔直电容最高温度如表1所示。

表1 输出功率及输出隔直电容温度

由表1可以看出，输出隔直电容温度逐步上升的过程也是功率放大器输出功率逐步下降的过程。其中功放电路2分钟后输出功率达到稳定状态。ATC 600S电容工作温度范围是-55 ℃到+125 ℃。可以看出常温状态下，80%占空比时已经达到电容的工作上限；在连续波状态下功放工作10 s后输出隔直电容的温度就超过允许正常工作上限，20 s后电容温度已经达到145 ℃，之后停止测试以防隔直电容烧毁。应用在机载雷达的固态发射机功率放大器最高工作环境温度是+70 ℃，那么连续波状态的功率放大器输出隔直电容最高温度必然会远大于145 ℃，同时功率放大器的输出峰值功率还会比93.9 W更小。

3 隔直电容温度分析

若要使功功放管的输出性能达到最优，工作在X波段功率放大器输出隔直电容的自谐振频率应该在工作频点附近，并且要求其ESR尽量小，这就限制了该容值电容的类型，如ATC的100 A、100 B等系列的电容或者自谐振频率低或者ESR太大不能满足性能要求。

调试中采用的1.6 pF电容封装为0603，最大尺寸为1.6 mm×0.81 mm×0.89 mm，装配在微带线上，金属焊盘面积很小，隔直电容散热面积非常小，导致输出隔直电容的热耗远大于其能够传导出去热量。

连续波工作状态下输出隔直电容温度很高，试验过程中采用了涂抹硅脂，强风对流等方式进行散热，但是电容的温度仅能降低数摄氏度，依旧远超允许工作温度上限。

4 微带波导转换器的使用

由于功放管是内匹配，输出隔直电容没有参与到功放管的阻抗匹配，既然该电容的温度过高会为功放带来隐患，那么就考虑在设计中去除该电容。电容的取消带来了隔直功能的缺失，需要通过其他途径实现隔直功能。

考虑到波导能够完成非接触式的能量传输，结合本电路实际情况，可将功放电路的微带形式转成波导形式，实现了对功放管的漏极电源与后级其他功能电路的隔离。使用微带波导转换器后的输出电路原理图如图4所示。实际电路如图5所示。

图4 使用微带波导转换器后的输出电路原理图

图5 使用微带波导转换器的实际电路

实验过程中原输出隔直电容位置利用与射频主路50欧姆微带线相同宽度的薄铜片代替，使用微带同轴转换接头加同轴波导转换器实现微带波导转换功能。

采用该形式的电路后，与原来相同的工作状态，功放管的输出性能如表2所示。

表2 采用微带波导转换后的性能

由表2可以看出在小占空比的情况下，采用微带波导转换器没有使功放管的输出得到明显优化；不过在连续波的状态下，采用微带波导转换器作为隔直电路的功放管输出功率比采用电容的方式输出功率从94 W(49.73 dBm)提高到101 W(50.04 dBm)，提高了0.3 dB。可见微带波导转换器的端口驻波没有影响功放管输出电路的阻抗特性，功放管性能得到了完整发挥。因为取消了隔直电容，减少了射频主路上的插入损耗，输出功率会变大，效率得到了提高，可靠性也会得到提高。

5 结 语

本文通过2分钟达到稳定状态的实验证明在大功率功放电路中采用微带波导转换器的方式是可行的，并且比常规的隔直电容方式在大占空比或连续波状态时更有优势。采用微带波导转换器的形式，消除了常规X波段大功率内匹配功放电路因为输出隔直电容功率耗散大而造成烧毁的危险，提高了大功率大占空比、宽脉冲或者连续波放大器的可靠性，并且“微带波导转换器”的插入损耗小于输出隔直电容，能够有效地提高整个功放电路的输出功率。

不过微带波导转换器也有一定的使用限制，频率如果较低，波导的尺寸就会非常大，会增加整个电路的体积和重量；并且小占空的情况下，隔直电容上的发热量不大，采用该形式对功率电路的改善不明显，应根据实际情况选用。

同时本文采用的大功率微波功放管是内匹配形式，通过验证可以看出能够很好地适用；对于非内匹配的大功率功放管能否采用微带波导转换器代替隔直电容还未确定，因为这结构形式是否会影响功放匹配电路阻抗造成功放工作不稳定还需进一步验证。

[1] 罗俞杰，徐跃杭等.Ku波段GaNE类功率放大器[J].微波学报，2014(S1).

[2] RICHARD FIORE，RF Ceramic Chip Capacitors in High RF Power Applications[J/OL].MICROWAVE PRODUCT DEGEST.

[3] 张瑞，安士全.基于GaN管芯的X波段宽带功率放大器设计[J].中国电子科学研究院学报,2015(5).

[4] 殷素杰.8 GHz/125 W固态功放的设计与实现[J].无线电工程，2005(7).

[5] 娄辰，张蓓蓓等.C波段大功率GaN HEMT内匹配器件[J].半导体技术,2015(3).

[6] 杨兴，钟世昌，钱峰.S波段150 W GaN内匹配功率放大器[J].固体电子学研究与进展，2014(1).

[7] 张玉兴.射频与微波晶体管功率放大器工程[M].电子工业出版社，2013.

[8] 蒋拥军.X波段大功率固态放大器设计技术研究[D].南京理工大学学位论文, 2006.

方建洪(1969—)，男，浙江人，高级工程师，主要研究方向为微波/毫米波固态发射机系统设计。

E-mail：lvgaoqing@163.com

吕高庆(1983—)，男，山东人，高级工程师，主要研究方向为微波/毫米波固态发射机射频电路设计。

Study on an Internally Matching High-Power Amplifier Output dc Blocking Circuit

Fang Jian-hong,LV Gao-qing

(Institute of Radar and Avionics of Aviation Industry Corporation of China, Wuxi 214063, China)

This article discusses the internally matching circuit power amplifier blocking capacitor temperature performance under different duty cycle conditions.Focus analyzed under continuous-wave, quasi-continuous-wave and pulsed great situation, because there is a DC blocking capacitor ESR was a result of higher temperature may eventually burned.Proposed and implemented a “Microstrip-waveguide transition” instead of blocking capacitor, complete blocking and RF energy transfer function.By comparison test, “Microstrip-waveguide transition” will not affect the stability of the power amplifier of CGHV96100F2, and its insertion loss is less than the output DC-blocking capacitors, which can effectively improve output power at least 0.3dB of power amplifier in the large duty cycle or continuous wave state, it is possible to reduce the power amplifier heat loss and enhance the reliability of the power amplifier.

Continuous-wave；DC block；internally matching；Microstrip-waveguide transition

2016-09-09

2016-09-30

：A

1673-5692(2016)05-510-04