脉冲雷达的优化设计

李立仁

(中国船舶重工集团公司第723研究所，扬州 225001)



脉冲雷达的优化设计

李立仁

(中国船舶重工集团公司第723研究所，扬州 225001)

常规脉冲雷达基于回波时延-距离变换原理，工作比一般较小，存在许多缺点。提出了一种基于回波时延-频率-距离变换原理的脉冲雷达，给出了这种雷达发射信号的选择、雷达诸参数优化设计原则及主要分机技术。

脉冲雷达；线性调频；低截获概率；抗干扰；距离像

1 常规脉冲雷达的问题

以厘米波段的脉冲(含脉冲压缩)雷达为例，其脉宽窄，在ps～上百μs；脉冲功率高，在几十kW～MW量级；工作比小，在万分之几～百分之几量级。发射机因脉冲功率高而造价昂贵、体积重量大，即便采用固态发射机也不能发挥其潜能，很是浪费，瞬时频带有限，这也限制了信号处理技术能力的发挥；在电子对抗方面也因信号形式简单，电子支援措施(ESM)容易精确测得其中心频率，故低截获性能和抗干扰性能差；反侦察性能与雷达威力相矛盾。

2 回波时延-频率-距离变换体制脉冲雷达

本文旨在优化脉冲雷达的设计——在给定雷达功率-孔径积条件下，有最低的截获概率、大的探测距离、高的可以自由设置的距离分辨率、较好的抗有源无源干扰能力。我们称它为“优化脉冲雷达”。下面从雷达信号选择、工作机理和主要分机技术等方面探讨。

2.1 发射信号

常规脉冲雷达缺点的根源在于其发射信号特性太简单。故设计雷达发射信号便是“优化脉冲雷达”的首要问题。已知一个脉宽为τ、调频斜率为μ的线性调频(LFM)脉冲，可分别控制其τ和μ得到较高的一维测距精度和距离分辨力(理论距辨率为c/2B，c为光速，B为调频带宽)，可提高一维测速精度和分辨力。采用这种信号可增大时宽，获得大的发射能量以增大雷达威力；增大调频带宽以获得高距辨率，从而较好地消除上述一般脉冲雷达的弊病。

目前，超大规模集成器件、数字信号处理技术、数字式直接频综器(DDS)和固态发射机、雷达总线控制和光纤传输等技术的成熟运用，使复杂多变的雷达信号产生成为可能；超大规模集成电路组件尤其是超大规模现场可编程门阵列(FPGA)、数字快速傅里叶变换(DFFT)器件及其软件的广泛成熟应用，对它们的处理也变得容易。所以，2个以上LFM脉冲信号的组合，便是“优化脉冲雷达”发射信号的良好选择。根据雷达最小作用距离要求，最后一个子脉冲也可采用矩形等频脉冲，不过对它的处理应不同。

本文给出一种发射信号——在一个脉冲重复周期里，采用2个以上、时间非常靠近、不同中心频率、不同时宽、不同调频斜率的LFM脉冲，参见图1(a)。这种发射信号的回波仍为几个相应的LFM脉冲，其调频带宽不变。如图1(b)所示。图1中点画线为发射脉冲τ1的回波；粗实线为发射脉冲τ2的。目标运动产生的多普勒效应一般可不考虑。接收机采用去调频下变频器，其输出中频信号则为等频中频脉冲，如图1(c)和图1(d)所示。其频率为Fi，Fi=μt2，t2=2R/C,为回波时延，R为目标距离。

图1 正斜率LFM时延-频率-距离变换体制脉冲雷达信号图

用这种信号的雷达可称为回波时延-频率-距离变换体制脉冲雷达。

这种发射信号的优点是：

(1) 距离测量可通过测量回波频率实现，可用快速傅里叶变换(FFT)完成。

(2) 处理这种信号的匹配滤波器对目标多普勒频率不敏感，大多数情况下不需要对目标多普勒速度进行补偿，这将使信号处理系统大大简化[1]。

(3) 可设置几种距离分辨力，除满足一般的距离分辨要求外，还可以设计高距离分辨力信号，以获得目标的一维距离像，实现目标识别[2]；对于某些慢速运动目标，还可以进一步获得目标二维像，实现更高级的目标识别。

(4) 在信号的后处理中同样能实现动目标显示，并能充分发掘信号处理技术潜力来提高雷达性能，降低雷达造价。

(5) 精心设计重复频率,一般可实现40%以上的大工作比，降低发射脉冲功率要求，最适宜用固态发射机。

(6) 诸子脉冲的发射脉冲功率低，时间又特靠近，频率也不同，所以ESM难于测准它们的中心频率，更难测准它们的调频斜率，难形成良好匹配的干扰，故使雷达有较强的反侦察抗干扰性能。这已由雷达和电子对抗系统的试验证实。

(7) 能自然地消除雷达二次回波，无需采取专门措施。

2.2 技术特点

2.2.1 大工作比设计

计算波束驻留时间Tz(s)：

(1)

式中：θ0.5为天线水平面波束半功率宽度(°)；Ω为天线方位转速(rad/min)。

诸子脉冲时宽设计，以一个重复周期内2个子脉冲为例说明。

(1) 第1个子脉冲时宽τ1设计

初步选取指定波段可能采用的固态发射机脉冲功率、信号处理方案、雷达重频及脉宽τ1等参数，利用EXCEL或MATLB软件工具，用试探法计算在这些假设下雷达的最大探测距离Rmaxτ1，调整诸参数和信号处理方案，直到Rmaxτ1满足雷达最大探测距离Rmax要求[3]。

(2) 确定雷达重复周期Tr

根据雷达最大探测距离Rmax上目标回波时延tzmax=2Rmax/c，确定Tr：Tr应略大于(τ1+2Rmax/c)。 再根据新确定的Tr复核Rmaxτ1，到Rmaxτ1满足雷达Rmax要求为止。在该重频下,一个波束驻留时间里便会有最多的回波数N。计算τ1的探测盲区Rminτ1：

Rminτ1=cτ1/2

(2)

为解决盲速问题，可采取脉组变重频或天线过零方位2种变重频方案。

(3) 确定第2个子脉冲时宽τ2

根据公式(2)所得Rminτ1,用同样方法确定τ2，以保证Rmaxτ2不小于Rminτ1，并计算τ2的探测盲区Rmin2，Rmin2=cτ2/2，应满足雷达最小探测距离要求。若不满足，则应采取3个子脉冲方案，依此类推。

(4)Δt选取

Δt根据有关诸信号转换所需时间选取，原则是应尽量小。

2.2.2 主振放大固态发射机

根据2.2.1确定的功率设计固态发射机。最好采取串馈方案。

可设计发射机功率管理，以进一步提高雷达的低截获性能。

2.2.3 双(多)通道接收系统

接收系统组成及其功能如下：

(1) 前端。接收系统前端包括宽带接收机保护开关、宽带低噪声大动态高放和对应工作频带的并联分路滤波器。其功能是防止接收机被外辐射烧毁、完成射频回波低噪声放大和频率分路。分路滤波器应有好的矩形系数避免产生三阶交调。

(2) 双(多)通道混频放大级。一般来说，应有与工作频率相对应的2个(或2个以上)频率通道。每个通道组成相同，包括去调频混频器、高中频放大器、第二混频器、低中频放大器和限幅输出级。

去调频混频器。第一本振信号应具有与发射信号相同的调频斜率，其时宽τli应与其发射子脉冲时宽和本子脉冲最大探测距离上的目标回波时延之和，即：

τli=τi+2Rmaxi/c

(3)

回波信号混频后，其输出便去掉了射频回波的LFM特性，变为代表回波距离的不同频率的高中频脉冲，时宽与子发射脉冲时宽相同。

高中放完成高中频回波放大。

第二混频器实现由高中频回波到低中频回波的变换，其输出便是代表回波距离的等频的低中频脉冲回波，其脉宽与子发射脉冲相同。

低中放完成中频放大和限幅输出。低中放中心频率F02的选取应与中频采样频率fc以及目标回波的频率范围(0～2Rmax/c)一起考虑，应满足：

(4)

式中：n=1,2,3，……。

低中放的-4dB带宽应按信号带宽的1.45倍设计。

这种接收机的优点是能抗镜像干扰、高增益、高稳定，还可在低中放中设计特定的中频响应网络，必要时实现雷达的灵敏度频率增益控制(SFC)，解决回波信号的大动态范围问题。这也是采用2次混频的目的之一。

当然也可以进一步混频到基带再进行采样。

2.2.4 频率源

根据发射信号和双(多)通道接收机的本振需要，须采用3个以上的DDS捷变频频综器，产生所需的诸低相噪信号及高稳定时钟等。

2.2.5 信号处理分系统

2.2.5.1 信号处理通道的功能

一般来说，对应于每个接收通道应各有一个信号处理通道。

在雷达本重复周期内，每个处理通道的任务是：对本频道中的中频回波采样并模/数(A/D)变换。每个目标回波的有效积累时间等于诸发射脉冲时宽，考虑保护放电管的作用，采样在雷达的全正程进行。

在下一个雷达重复周期内，每个信号处理通道完成以下任务：

(1) 正交双通道变换。

(2) 对正交2路信号分别做相应的频域离散傅里叶变换(DFFT)处理，完成目标回波的频率测量，即频谱分析，也可以理解为脉冲压缩。

(3) 对脉压后的信号做时域DFFT处理，当波束驻留时间内脉冲数N足够多时，可先做M个脉冲的单脉冲滑动DFFT处理，完成信号的相参积累，再做N/M个脉冲的非相参积累[3]。本优化设计目的之一也在于争取有最大的N。如此，便最大限度地挖掘了信号处理潜力，便能最大可能地改善目标信噪比。在做时域DFFT处理时，便可以按目标的多普勒频率分出固定目标。

(4) 求模，恒虚警处理，目标提取。

(5) 计算目标距离。

(6) 目标建航，求得目标径向速度；对因目标速度-距离耦合引起的距离误差进行补偿。

2.2.5.2 视频信号的距离编辑输出

先根据诸子脉冲所探测的距离范围由小到大排列，再对各通道检出的目标输出进行融合——对不同子脉冲所获得的同距离目标的完全回波与不完全回波进行视频相加，最终形成全距离量程的固定目标和运动目标2路，输出恒定数位的目标点迹。

2.2.6 结构布局

可将除信号处理机和雷达终端外的设备均置于天线座上；采用光电组合旋转关节保证供电和信号传输，以降低发射功率和接收信号损耗。

3 2种脉冲雷达体制对比

下面给出S波段1部回波时延-距离变换体制脉冲压缩雷达A，和1部回波时延-频率-距离变换体制雷达B的主要性能参数，详见表1。

表1 两型脉冲搜索雷达主要性能参数

一般将雷达的功率孔径积当做雷达的主要硬件投入。表1中雷达A对2m2飞机的探测距离是雷达B的1.25倍。假定这1.25倍的探测距离只靠提高雷达的功率孔径积来实现，则需要功率孔径积提高1.254=2.44倍。

然而，现在雷达A的功率孔径积却是雷达B的301倍之多！而且，在电子对抗性能和可实现目标识别等方面，雷达B还有明显获益。由此可见，本文提出的这种雷达体制及其优化设计的优点——可使雷达在满足威力的前提下，实现功能更多、性能更全更好、低截获性能良好、抗干扰能力强、体积和重量小、性价比更高。

故各种搜索雷达最适宜采用回波时延-频率-距离变换体制。

[1] 丁鹭飞，张平.雷达系统[M].西安：西北电讯工程学院出版社，1984.

[2] 杨建宁.线性调频连续波雷达理论及实践[D].成都：电子科技大学，1991.

[3]SKOLNIKMI.RadarHandbook[M].NewYork,US:McGram-HillPublishingCompany,1990.

Optimization Design for Pulse Radar

LI Li-ren

(The 723 Institute of CSIC,Yangzhou 225001,China)

The conventional pulse radar is based on echo time delay-range conversion theory,the duty cycle is generally small,so it has many disadvantages.This paper puts forward a kind of pulse radar based on echo time delay-frequency-range conversion theory,presents the choice principle of this radar transmitting signals,optimization design principle of all radar parameters and main subsystem techniques.

pulse radar;linear frequency modulation;low interception probability;anti-jamming; range imaging

2016-03-02

TN958

A

CN32-1413(2016)03-0029-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2016.03.008