应用于低功耗模拟前端的可变增益放大器*

张　艳，韩　敏

（河南职业技术学院信息工程系，郑州450046）

应用于低功耗模拟前端的可变增益放大器*

张艳*，韩敏

（河南职业技术学院信息工程系，郑州450046）

为实现模拟前端电路的低功耗增益控制，提出了一种基于控制信号频宽比的可变增益放大器VGA（Variable Gain Amplifier），该电路以超再生为基础，能够对增益实施精细控制。与传统的大多数可变增益放大器不同的是，提出的VGA电路在数字控制和放大器之间的接口并没有使用任何的直流/交流转换器。最终实现的VGA集成电路使用了0.18 μm CMOS技术进行设计，旨在实现低功率消耗。仿真和测试结果均表明，本文提出的放大器在900 mV的线性范围内最大增益为45 dB，总谐波失真为0.5%，功耗为6.4，相比传统的可变增益放大器，表现出更大的增益范围和较低的功耗。

超再生放大器；可变增益放大器；模拟设计；低功耗

最近，人体智能可穿戴设备已经成为一项重要的研究课题［1-2］。在一个典型的人体智能可穿戴设备场景中，无线传感器节点安装在人体内或者体表上，因此需要使用小型电池或免电池的电路。这些超低功率系统通常由一个或多个传感器，信号调节的模拟前端，处理器单元以及一个收发器构成［3］。

如图1所示，生物电信号模拟前端一般包括一个通常由数字电路控制的可变增益放大器（VGA）［4］。在增益分辨率和区域性之间有一个权衡［5］，它可以影响系统的成本。在此前的一项研究中［6］将基带超再生放大器的功能作为应用于生物医学信号采集的自动增益控制（AGC）循环的组成部分进行论证［7］。文献［8-9］中的添加了两个主要特性：在微分配置中对输入信号进行采样，以提高共模信号的抑制性，并且通过分离采样和放大阶段使增益独立于输入源阻抗。

在本文中，我们提出一种可以由数字信号的频宽比控制的可变增益放大器。由于其简单的增益设置，这种数字增益控制使得这种电路适合替代常见的可变增益放大器和可编程增益放大器，因为它消除了直流/交流转换器的必要性，同时保留了较高的增益分辨率［6］。这种电路以超再生概念为基础［7］。超再生（SR）放大器的设计旨在开发一种电路可以提供高增益，低组件数量和较低的工作功耗［8］。在参考文献［9］中，作者考虑将超再生的技术应用于传输基带信号的放大器中，论证了使用离散组件的概念。

图1　生物电信号采集的模拟前端的框图

1　超再生放大的原理

在图2（a）中体现了基于基带超再生放大器的可变增益放大器的概念。利用其周期性重置的不稳定状态来放大电路。在参考文献［10］中很好地描述了它的工作原理。

图2　

在时域中，电路响应如下：首先，在关闭开关之后对电容器进行放电。然后关掉开关将输入连接到放大器。由于电路不稳定，输出将变为成倍增加的电压，这可以表示为：

其中，Vin（t）表示输入电压源，RG表示输入源阻抗，TS表示采样周期，TOP表示在每个采样周期开关保持打开的时间，t0表示系统的时间常数，由以下公式得出：

rem（x，y）被定义为x和y之间分裂之后的剩余部分，w（t）表示窗户型函数，被定义为：

在图2（a）中的电路为Rl≪RG设计，因此在式（2）中的时间常数大约为t0=-RlCA，这是负数，这也解释了在式（1）中指数增长的原因。放大器一个典型的输出波形如图2（b）所示。每次打开开关就发生放大，直到关闭开关停止为止；因此，可以观察到周期指数脉冲为VO（t）。放大的程度依赖于开关保持打开的时间，可以观察到，由于指数依赖于该阶段，信号可以实现大的数值。通过添加一条在每个脉冲末端工作的取样保持电路（VSH（t），并通过一个平滑的滤波器传送采样信号，就可以获得输入信号最后的放大版本。

2　超再生基带放大器

超再生基带放大器的设计特别依赖于实现了负电阻的电路。在本文研究中采用的拓扑结构如图3（a）所示，其中负电阻从一个配置成正反馈模式的运算跨导放大器OTA（Operational Trans-Conductance Amplifier）获得。这一实施适用于低功率消耗，不需要使用电阻。

根据文献［9，10］的设计了包含数个开关的电路结构，如图3（a）所示，改善了两个主要问题：首先，在微分配置中对输入信号进行采样，它在理想情况下可以消除输入共模信号。第2个改善的问题是采样和放大阶段分开实行，使增益不依赖于输入源阻抗。

放大器的时间响应表达如下公式：

还有的是“微满足”。有人说，他们单位的微信群，已经变成了“拍马群”“献媚群”“讨好群”。只要单位领导一露面，群里立即就会响起一片叫好声。这个说“领导高明”，那个说“领导辛苦”。争相“献花”“敬茶”“竖大拇指”，唯恐领导看不到自己。

其中Vin（mTclk）指的是电容器CA在时间mTclk采样到的输入信号。

本文分析的可变增益放大器有3个操作阶段，如图3（b）所示。电容器是在每个采样期间的ϕR阶段放电。然后在ϕS阶段将信号来源Vin（t）连接到放大器的电容器CA上，以便采样信号，采样的频率为fs=1/TCLK。在采样阶段之后，电容器附加到负电阻上。因此，采样的电容器电压成倍地扩大，直到控制信号（ϕA）作废为止。如前所述，采样保持的电路在放大阶段ϕSH结束时运行，然后需要进一步的过滤，以便重建输出信号。

图3　超再生可变增益放大器的结构和工作时序

可以很容易地证明运算跨导放大器在正反馈模式中相当于一个数值为-1/Gm的负电阻，其中Gm表示运算跨导放大器的跨导。因此，可变增益放大器的增益可以表述为：

其中t表示为：

可以从式（5）发现，增益依赖于TA的持续时间。

3　提出的超再生放大器集成电路

可变增益放大器的设计始于电容器CA数值的选择，这非常重要，因为它直接影响电路的增益和操作频率。此外，电路的总输出噪声，假设主要来自于热噪声来源，强烈依赖于电容值，因为它与kBT/CA成正比，其中kB表示玻耳兹曼常数，T表示开氏度数的温度。

另一个需要考虑的问题是运算跨导放大器的非理想因素，这与提出的可变增益放大器的实施有关。这些包括输入补偿电压、固有噪声、输出阻抗以及线性。补偿电压和低频噪声都是通过增加自动归零技术来解决。我们试图使用这种技术在电路的放大阶段减少增益的变化，防止电路在高增益配置中工作时饱和，因为低频噪声的补偿电压可能比小的输入信号更高。

增加了自动归零技术的电路最终原理图如图4（a）所示。可以观察到，为了产生偏移补偿需要一个双输入的运算跨导放大器。还需要一个额外的控制信号ϕAZ，如图4（b）中的完整计时图表所示。

图4　运算跨导放大器及其时序图

图5　在自动归零阶段期间运算跨导放大器的偏差补偿表示

图5有助于理解运算跨导放大器的第2个输入如何在主跨导器Gm1的偏移补偿过程中补偿偏移。在电路不再处于放大阶段时执行偏移补偿：运算跨导放大器的输入（IN1）不足，造成输出电流与其输入偏移电压成比例（io1）。由ϕAZ控制的开关关闭时，补偿电容CAZ开始充电。如果运算跨导放大器的输出电导系数足够高的话，Ro＞＞1/Gm1，通过选择一个合适的跨导率（Gm1/Gm2），我们假设在第2个跨导器的补偿电压可以忽略不计，然后在电容器的电压从第2个跨导器（io2）产生一个输出电流，用来补偿第1个跨导器的电流，直到给补偿电容器（iCAZ）充电的电流减少为零。然后在每个放大阶段内都将保持这个电压。由于电荷注入和有限的输出阻抗，仍会有剩余的偏差，在放大器设计期间应该根据系统参数对其进行评估和考量。对于本文的设计而言，剩余偏移最大限度的公差被设定为0.2 mV。

除了符合自动归零的过程以外，运算跨导放大器的设计是为了让输出和输入有足够的线性范围，以便针对轻度失真让跨导随着放大信号的摆动保持不变。运算跨导放大器的简化原理图如图6所示。一条被选择器激活的额外电流镜路径被包括在内。因此，跨导可以在两个值之间转换。选择1～100的关系，目的是让时间常数变得灵活。选择运算跨导放大器跨导的最终值和CA电容值，为了在1 kHz的带宽内至少达到40 dB。考虑到输入信号和剩余偏差公差的动态范围，将跨导比率设定为10。运用恰当的布局技术，如常用的质心和交错接合，以便减少运算跨导放大器产生的偏移。对于CA而言，使用了100 pF双重金属注射成形电容器，但也包括外部栓以便其他的外部电容器与集成电容器能够使用。芯片的照片如在图7所示，可以观察到金属电容层。电容器被放置在另一个模拟区域中，为了减少有效的电路面积。

图6　为了实现负电阻模拟，用于正反馈的运算跨导放大器原理图（包括双输入偏移补偿）

图7　

4　仿真和测试结果

电路是利用标准的0.18μmCMOS技术设计而成，电源电压为1.8 V。负电阻的特点是能够测量运算跨导放大器的输出电流，同时覆盖它的差分输入电压，以500 mV为跨度，处于共模电压的中心（模拟参考）。结果如图 8（a）所示。图中也绘制出理想跨导器的测量和预期电流之间的区别。线性范围大约为900 mV，也就是说，是电源电压的一半。从电流的测量获得了跨导如图 8（b）所示。 Gm的平均值为 2.6 μS，体现了等效负电阻为385kΩ。这与MC的分析结果一致，显示出在3σ中4%的变化，与设计值Gm=2.5 μS相关。测量的运算跨导放大器消耗的电源电压为2.7μA，不包括偏斜的参考电路。

通过在运算跨导放大器的输入电路有意插入偏移电压来模拟放大器响应，从而对偏移补偿进行评估。测试结果显示，在插入偏移电压前后的过渡并不会引起显著的输出电压变化。与此相反，补偿电容的电压感应到插入的输入偏移电压并做出响应，证实了实施的自动归零过程运作正确。

有效增益的偏差预计在Gm-跨导和CA-电容值的变化中产生。平均而言，电容值的波动引起的标准偏差为0.89 V/V。考虑到3σ，这相当于22%的增益变化。另一方面，由于单独的跨导导致（3σ）的增益变化很小，表现为接近11%的典型增益。

对可变增益放大器进行测量，生成控制信号，应用有限状态机实施FPGA开发板。用集成的CA电容器测量可变增益放大器时，有直流分量加上输入交流信号，这表明电荷注入效应大于预期效应。当使用输出电容器配置时（CA=10nF和Gm=250 μS）这种效应降低。输出电压信号作为正弦输入信号的响应，如图9所示。输出信号也从采样保持的电路中通过。测量的增益大约为10.5 V/V。

最后，可以在图10中看到从仿真和测量中获得增益对比频宽比的特征曲线。显示了增益与放大时间的指数依赖关系，如式（5）的预测。对于高增益测量而言，运算跨导放大器超过其线性范围。估算的最大增益为45 dB，保持总谐波失真小于0.5%。

图8　输出电流及输入电压变化的跨导曲线

图9　从100 Hz～25 mVp输入信号获得的电路测量输出（CA=10 nF，Fclk=5.5 kHz，和TA=100 μs）

图10　仿真和测量增益对比结果

表1总结了可变增益放大器的主要性能参数，并与其他类似的文献进行了比较。相比文献［8-9］提及的研究，本文实现了更大的增益范围。在文献［10］中虽然增益范围较大，但是需要花费更高的功耗。在文献［8］的情况下，与本文相比，它的面积更小，功耗更低。然而，我们认为，本研究的主要贡献在于持续的增益控制。

表1　性能参数的比较

5　结论

在本文提出了一种适用于生物医学信号采集的超再生可变增益放大器。对于之前实现的类似放大器，本文提出的电路在结构上做出了改进，设计基于运算跨导放大器的负电阻能够实现自动归零。利用标准的0.18μmCMOS技术进行了实现，仿真结果表明在900 mV的线性范围内最大增益为45 dB，总谐波失真为0.5%，功耗为6.4μW。测量结果验证了电路的可行性，测量增益符合预期，实现适用于闭环控制结构中的低功耗模拟前端，能够实现精细的增益控制。

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张艳（1982-），女，汉族，河南新乡人，硕士，讲师，主要研究方向为Web挖掘和并行计算。

Variable Gain Amplifier with Low Power Analog Front End*

ZHANG Yan*，HAN Min
（Department of Information Engineering，Henan Polytechnic，Zhengzhou 450046，China）

In order to achieve low power gain control of analog front end circuit，a variable gain amplifier（VGA）is proposed based on the duty-cycle of a control signal and the ultra-regeneration，it can realize the precise control of the gain.Different from the traditional majority of variable gain amplifiers，the proposed VGA circuit is not used in digital control and the interface between the amplifier and the DC/AC converter.VGA integrated circuit implemented using 0.18 μm CMOS technology to design the adm is to achieve low power consumption.Both simulation and test results show that the maximum gain of the amplifier in the linear range of 900 mV is 45 dB，the total harmonic distortion is 0.5%，and the power consumption is 6.4 μW.Compared to the conventional variable gain amplifier，the variable gain amplifier exhibits a greater gain range and lower power consumption.

super regenerative amplifier；variable gain amplifier；analog design；low power

TN432

A

1005-9490（2016）05-1076-06

项目来源：教育部高校硕士点基金项目（200801120007）

2015-10-14修改日期：2015-11-11

EEACC:122010.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.012