基于分频带传输的单载波水声通信技术研究

韩笑，郭龙祥，殷敬伟，生雪莉

（1.哈尔滨工程大学水声技术重点实验室，黑龙江哈尔滨150001；2.哈尔滨工程大学水声工程学院，黑龙江哈尔滨150001）

基于分频带传输的单载波水声通信技术研究

韩笑1，2，郭龙祥1，2，殷敬伟1，2，生雪莉1，2

（1.哈尔滨工程大学水声技术重点实验室，黑龙江哈尔滨150001；2.哈尔滨工程大学水声工程学院，黑龙江哈尔滨150001）

针对正交频分复用技术的峰均功率比较高且对多普勒频偏敏感等问题，提出基于分频带传输的单载波水声通信技术，为水下高速通信领域提供了一种可行性方案。该方案将相对较宽的通信频带划分为若干子带，在每个子带间插入保护频带，以消除载波间干扰。开展了水声通信试验，发射换能器频带被划分为两个子频带，每个子带带宽为2.25 kHz，子频带保护间隔为0.75 kHz，载波频率分别为3 kHz和6 kHz.采用被动时间反转镜联合判决反馈均衡器的接收机结构抑制码间干扰，当映射方式为8相移键控时，3 km、5 km和7 km距离上的试验数据均实现了通信速率为9 kbit/s的低误码率数据传输，验证了该系统的稳健性。

通信技术；高速水声通信；单载波；分频带传输；被动时间反转镜；判决反馈均衡

0　引言

海洋环境监测对于研究全球气候变化具有重要的意义，尽管无线电技术，如卫星遥感等可以提供大量的监测数据。但由于海水对高频信号的强衰减特性［1］，导致无线电技术并不能探究海面以下的环境。为此，研究者发展了各种海洋观测设备如自主式水下潜器（AUV）、无人水下潜器（UUV）等以弥补当前海洋感知技术的不足。海洋观测设备在水下作业时需要依靠高速水声通信技术［2-4］将庞大的观测数据传输到水面作业母船，因此研究高速水声通信技术具有重要的实际意义。

水声通信的发展大体经历了非相干到相干的发展历程，20世纪90年代之前水声通信主要集中在各种非相干技术［5-6］，如多频移键控（MFSK）、幅度键控（ASK）等，然而非相干通信频带利用率较低，远远不能满足高速水声通信的要求。1994年Stojanovic等［7］提出了内嵌锁相环的判决反馈均衡结构，大大地降低了海面随机起伏产生的相位跳变对相干水声通信信号的影响，相干水声通信逐步取代非相干通信。目前，常用的高速相干水声通信技术主要有正交频分复用（OFDM）技术、单载波技术等。

将可用频带划分为若干较窄的子频带是数字通信中常用的方法，这种方法被称作频分复用，OFDM正是其中的典型代表。近几年研究者对水声OFDM开展了大量的仿真和海试试验研究［8-10］。虽然OFDM具有抗多途能力强、频带利用率高、通信速率快和实现复杂度低等优点，但其信号峰均功率比较高，使得传输和接收较为困难。而且OFDM对多普勒频偏较为敏感，多普勒频移会破坏子载波间的正交性，产生严重的子载波干扰，因此接收端需要依靠复杂的算法解决子载波干扰问题。相比之下，单载波水声通信技术［11-12］在信号峰均功率比和抗多普勒频偏方面具有较大优势，单载波调制模式可以避免多载波系统各载波同相叠加导致的峰均功率比较高问题，并且对多普勒频偏不敏感，使其成为当今高速水声通信领域研究的另一热点。

本文提出了一种基于分频带传输的单载波水声通信技术，编码时将相对较宽的通信频带划分为若干子频带，在每个子频带上采用单载波方式进行数据调制，每个子频带之间插入一定的保护频带，使得接收端不存在子载波间干扰。但是受水声信道多途的影响，每个子频带信号内部仍然存在码间干扰，因此采用被动时间反转镜联合单通道判决反馈均衡器［13-15］的方法对码间干扰进行抑制。2015年1月于辽宁省大连市小长山岛附近海域开展了相关海试试验，通信距离3 km、5 km和7 km的试验结果验证了本方案的有效性和可靠性。

1　分频带传输水声通信系统原理

分频带传输水声通信系统将整个通信频带分成若干个子频带，在每个子频带上进行并行的数据传输。图1以两个子频带为例给出了系统发射端和接收端的原理框图，图中*表示卷积运算。

发射一组二进制数据时，首先通过映射将该组数据映射成为复数序列，然后平均分成两部分后分别进入支路Ⅰ和支路Ⅱ进行不同载波调制。本文以支路Ⅰ为例给出了详细的信号编解码流程，假设输入符号为I1，经过升采样后的符号为T1，则

式中:⊗表示克罗内克积；M为输入符号个数；

升采样后的符号进入脉冲成型滤波器。假设脉冲成型后的符号为S1，脉冲成型滤波器传递函数为g，则

式中:Ng表示脉冲成型滤波器长度。本文使用升余弦滤波器，g可以表示为

脉冲成型后的符号进行不同载波调制，则

图1　双频带水声通信系统原理框图Fig.1 Block diagram of dual-band underwater acoustic communication system

式中:f1表示载波频率；tn表示不同时刻；

A1n为支路Ⅰ第n个符号的幅度，

φ1n为支路Ⅰ第n个符号的相位a1n、b1n分别为支路Ⅰ第n个符号的实部和虚部。

经过调制后的最终发送信号可以表示为

式中:A2n、φ2n分别为支路Ⅱ第n个符号的幅度和相位。

信号经过信道传播到达接收端，本文采用p个阵元组成的垂直阵接收信号，假设信源到第i个阵元的信道为hi（t），则

式中:Aij为通过接收点的第j条传播途径的声压幅度；τij为通过接收点的第j条传播途径的相对时延；L为通过接收点有效途径的数目。第i个阵元的接收信号ri（t）为

式中:wi（t）为噪声干扰。经过被动时间反转镜后总的接收信号可以表示为

式中:h′i（t）为第i个阵元上的估计信道；q（t）可以看作每个阵元上估计信道与真实信道相关函数的加和。被动时间反转镜合并后的接收信号经过带通滤波器φ1滤除其他子频带的干扰，然后乘以相应载波解调，最后降采样恢复带有残留码间干扰的基带信号~I1，单通道的判决反馈均衡器被用来移除残留的码间干扰，则均衡器输出的符号可以表示为

式中:Lf和Lb分别为前馈滤波器和反馈滤波器的抽头个数；^d1为经过判决后的符号。~d1经过反映射后得到支路Ⅰ的编码信息。采用同样的方法即可得到支路Ⅱ的编码信息，合并后可恢复原始发送序列。

2　海试试验研究

2.1系统参数及试验布局

在某海域进行了分频带水声通信试验，系统参数如下:采样频率48 kHz；波特率为每秒3 000个符号；映射方式8相移键控；数据率为9 kbit/s；采用开方升余弦滤波器进行脉冲成型；滚降系数α=0.5.发射换能器声源级约为186 dB（参考声压为1μPa），试验时将整个通信频带分成两个子频带，其中:子频带Ⅰ载波频率f1=3 kHz，频带范围1.875～4.125 kHz；子频带Ⅱ载波频率f2=6 kHz，频带范围4.875～7.125 kHz.图2给出了编码信号的频谱图。试验时每个子频带发送63 120比特数据，其中前3 000比特数据作为训练序列（共1000个符号）用于判决反馈均衡器系数更新。

图2 编码信号频谱图Fig.2 Spectrum of coded signals

图3给出了海试试验的布局示意图。试验过程中接收船始终锚定在O点位置，5个阵元组成的垂直阵用于接收信号，阵元间距1m.顶端阵元为P1，底端阵元为P5，其中P1距离水面4m；发射船先后停留在A、B、C位置，三点与O点距离分别约为3 km、5 km和7 km，发射换能器在3个点的吊放深度分别为6m、5m和13m.3 km和5 km试验时风浪较小，而7 km试验当天风浪较大，风力约5级，浪高约0.6m，尽管发射船和接收船锚定，但其仍随风浪有较小漂移，并且在试验过程中不断有渔船驶过，环境噪声较大。

图3　海试试验布局示意图Fig.3 Layout of sea experiment

2.2解码性能分析

试验时在每个通信距离处发射线性调频信号（LFM）进行信道探测，LFM信号频带范围2～8 kHz，脉宽100 ms，发射间隔200 ms.本文以hAO、hBO和hCO分别表示3 km、5 km和7 km通信距离上信道探测结果，其结构如图4（a）～图4（c）所示。观察图4可以得到:1）3个通信距离上的信道结构均较为简单，最大多途扩展小于5ms，并且传播过程中声信号能量比较集中；2）hAO和hBO信道结构较为稳定，而hCO信道结构变化较为剧烈，该变化主要是由海浪引起的收发船只运动以及对声传播的不规则反射导致的。本文在解码时同样利用两个子频带信号的训练序列对水声信道进行了估计，估计结果显示两子频带信号信道结构基本一致。

本文采用分数间隔判决反馈均衡器处理数据，均衡器抽头间隔为T/2（T为码元宽度），即每个码元采集两个点。均衡器的前馈滤波器抽头个数为30，反馈滤波器抽头个数为20.均衡器中内嵌2阶锁相环用于实时跟踪海面随机起伏产生的相位跳变，锁相环的Z域传输函数为

本文采用递归最小二乘（RLS）算法进行均衡器系数的更新，其中遗忘因子λ=0.996 5.图5、图6和图7分别给出了通信距离3 km、5 km和7 km的接收数据解码星座图。以均衡后输出信噪比（SNR）和误码率（BER）为比较标准，表1给出了相应的统计结果。

图4　水声信道探测结果Fig.4 Detection results of channel impulse response

图5　通信距离3 km接收数据分频带处理结果Fig.5 Processed results of data recieved at3 km

表1　试验数据解码结果统计表Tab.1 Statistical results of experimental data decoding

从图5、图6和图7解码星座图以及表1海试试验数据解码统计结果可以看出:基于分频带传输的单载波水声通信系统在近距离海试试验中表现出较好的解码性能，实现了低误码率的数据传输，并且通信速率较传统的编码方式有了大幅度的提升；采用高频载波调制数据的（子频带Ⅱ）解码性能明显优于低频载波调制数据（子频带Ⅰ），在3km、5km和 7 km通信距离上输出SNR分别高出3.6 dB、4.89 dB和2.22 dB，主要原因为海洋环境噪声级在低频段远高于高频段，因此低频段编码信号受噪声干扰更严重；尽管通信距离较远，5 km数据处理结果仍然明显优于3 km，子频带I和子频带II输出SNR分别提高3.96 dB和5.25 dB，主要原因为5 km信道结构更为简单，声信号在传播过程中能量集中于直达声途径。另一方面，尽管5 km距离处的解码星座图大部分较为集中，但是由于部分符号相位跳变严重（如图6所示），远偏离实际映射星座点，导致其高频段解码误码率仍然较高。

图6　通信距离5 km接收数据分频带处理结果Fig.6 Processed results of data recieved at5 km

3　结论

本文提出了基于分频带传输的单载波水声通信方法，其将相对较宽的通信频带划分为若干子频带，并在子频带间插入一定的保护频带，可以完全消除载波间干扰，采用基于被动时间反转的判决反馈均衡器能够有效地抑制码间干扰，达到理想的解码效果。该种方案在信号峰均功率比以及抗多普勒等方面与OFDM技术相比具有较大的优势，可应用于高速水声通信领域。本文讨论了水声通信海试试验的相关结果，3 km、5 km和7 km通信距离上均实现了速率为9 kbit/s的低误码率数据传输，验证了本文所提方法的有效性和稳健性。

图7　通信距离7 km接收数据分频带处理结果Fig.7 Processed results of data recieved at7 km

（References）

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Research on Single Carrier Underwater Acoustic Communication Based on Multiband Transmission

HAN Xiao1，2，GUO Long-xiang1，2，YIN Jing-wei1，2，SHENG Xue-li1，2
（1.Acoustic Science and Technology Laboratory，Harbin Engineering University，Harbin 150001，Heilongjiang，China；2.College of Underwater Acoustic Engineering，Harbin Engineering University，Harbin 150001，Heilongjiang，China）

For the high peak-to-average power ratio and the sensitivity of orthogonal frequency division multiplexing system to Doppler shift，a single carrier underwater acoustic（UWA）communication method based on multiband transmission is proposed，providing a feasible approach for high-rate UWA communication.The communication band is divided into some sub-bands with several kilohertz in bandwidth，and a guard band is inserted between sub-bands to eliminate inter-carrier interference at the receiver.A UWA communication experiment was conducted at sea.The available band is divided into two sub-bands，of which has2.25 kHz in bandwidth and a 0.75 kHz guard band，and the carrier frequencies are 3 kHz and 6 kHz，respectively.Passive time reversal mirror combined with decision feedback equalizer is used to suppress inter-symbol interference.Transmissions of test data at communication distances of3 km，5 km，and 7 km are implemented at low bit error rate with communication rate of9 kbit/s when modulated by 8-PSK，proving the effectiveness and robustness of the proposed method.

communication technology；high-rate UWA communication；single carrier；multiband transmissions；passive time reversal mirror；decision feedback equalizer

TN929.3

A

1000-1093（2016）09-1677-07

10.3969/j.issn.1000-1093.2016.09.018

2015-07-20

国家自然科学基金项目（61471137）；霍英东青年教师基金项目（151007）；中央高校基本科研业务费专项资金项目（HEUCFD1506）

韩笑（1988—），男，博士研究生。E-mail:hanxiao1322@hrbeu.edu.cn；殷敬伟（1980—），男，教授，博士生导师。E-mail:yinjingwei@hrbeu.edu.cn