三相AC-DC非接触供电电路设计

周成虎，黄全振，刘哲睿，何家梅，刘玉平，李柏松，袁勋

（1.河南工程学院电气信息工程学院，河南 郑州 451191；2.河南省电力公司焦作供电公司，河南 焦作 454150）

三相AC-DC非接触供电电路设计

周成虎1，黄全振1，刘哲睿2，何家梅1，刘玉平1，李柏松1，袁勋1

（1.河南工程学院电气信息工程学院，河南 郑州 451191；2.河南省电力公司焦作供电公司，河南 焦作 454150）

用单相全桥整流电路将3路单相交流电分别整流成脉动直流电并将其斩波得到高频交流电，通过非接触供电线圈传递电能，3个副边线圈分别与电容并联构成电流源，3路电流源分别向倍压整流电路输出能量构成充电泵电路，将这3路充电泵电路的输出端并联，滤波后得到稳定的直流电压。该方案省去了传统的AC-DC功率因数校正电路，且实现了交流电源的线电流正弦化。实验证明所提出的系统工作可靠且效率最高可达90%以上。

三相AC-DC；感应功率传输；充电泵电路

传统的非接触电路一般采用DC-DC结构［1-3］，这种电路通常在前端加入专用的AC-DC功率因数校正电路将交流电转化成直流电。加入功率因数校正电路后需要增加一套额外的检测电路和变换器电路。本文提出了一种具有功率因数校正功能的三相AC-DC非接触供电系统，该系统用单相全桥整流电路将3路单相交流电分别整流成单向脉动直流电，将这3个脉动直流电斩波得到高频交流电，通过原边线圈向副边线圈传递电能，3个副边线圈分别与电容并联构成电流源，3路电流源分别向倍压整流电路输出能量构成3路充电泵电路，将这3路充电泵电路的输出端并联（相当于脉动电流源并联），得到统一的直流电压，滤波后得到稳定的直流电压。再采用简易的开关电容进一步校正功率，使该系统的供电电流的谐波畸变率更小；与单相AC-DC非接触电路相比，该系统不需要额外的功率因数校正电路、复杂的控制算法即可使其交流电源AC侧的线电流正弦化，功率因数基本接近于1，同时直流侧输出功率保持平衡。仿真和电路实验验证了所提出的拓扑结构和控制方法的正确性和有效性，供电效率最高可达90%以上。

1　系统原理分析

非接触供电电路原理图如图1所示，该电路采用3路单相交流市电电源uA1，uB1，uC1，其电压为交流220 V，相位分别为0°，120°，240°。3路交流电源依次连接整流电路（21，22，23）、原边滤波电感（LAH，LBH，LCH）、开关电容电路（31，32，33）、全桥斩波电路（41，42，43）、原边线圈（LAP，LBP，LCP）、电流源（51，52，53）、二倍压整流电路（61，62，63），副边滤波电路（71）、负载Ro。

图1　非接触供电电路原理图Fig.1　Contactless power supply circuit schematic

控制装置（13）实时获取供电电压信号、供电电压过零信号、整流电流采样信号、负载电压电流信号，依据电源电压和负载功率的变化规律，通过供电电压过零检测装置（16）得到关键相位点，用关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势的波动系数表，采用相位先验控制方法产生控制信号，通过驱动电路（14）转换成驱动信号，调节全桥斩波电路（41，42，43）的开关管的斩波占空比，从而实现对系统的输出控制。电流源（51，52，53）与3个独立的二倍压整流电路（61，62，63）分别构成电流型充电泵电路，3路电流io1，io2，io3叠加并滤波得到Io。根据开关管的斩波方式不同，在1个充电泵周期内分时或同时向副边滤波电路（71）和负载Ro供电。交流电源uA1，uB1，uC1的电压与电流波形如图2所示。

图2　电源电压与电流波形Fig.2　Power supply voltage and current waveforms

2　高频逆变部分控制方法

在图1所示的电路中，当输出负载Ro固定和全桥斩波电路的开关管的占空比固定，且开关管SAH，SBH，SCH关闭的条件下，3路单相交流电源uA1，uB1，uC1分别整流后叠加输出产生的脉动成分仍能造成的输出电流脉动。调节谐波开关管SAH，SBH，SCH的占空比，从而改善系统输出电流电压的谐波。

由于电路中的电流采样叠加分析比较复杂，而采用整流后的三相电压uA2（t），uB2（t），uC2（t）叠加信号判断电源电压叠加脉动比较容易，所以整流电流采样滤波检测装置将该电源电压叠加信号代替电源电流叠加信号反馈给控制装置。

3组单相电源电压uA1，uB1，uC1经整流后，分别通过全桥整流得到整流电压uA2（t），uB2（t），uC2（t），其叠加电压uA2（t）+uB2（t）+uC2（t）如图3所示。

图3　全桥整流的电压示意图Fig.3　Schematic plan of full bridge rectifier voltage

通过理论分析可知该叠加电压的脉动成分仅有6、12、18次及6次以上倍数的谐波。该叠加电压脉动纹波的波动趋势可以预见，通过供电电压过零检测装置得到关键相位点，用这些关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势，用以控制全桥斩波电路的开关管的占空比，调节电路的瞬时功率消耗。这种先检测叠加电压相位再控制开关管的方法为先验控制算法。

三相整流电路叠加电压的计算表如表1所示。设uA2，uB2，uC2为峰值时幅值系数为1。当检测到电压uA1过零点时（包含由正转负和由负转正的过零点），可以判断其整流后的电压uA2的相位角为0 rad，以此点为参照点得到参照三相叠加电压uA2+uB2+uC2的幅值系数为1.732 09，设计算点每次步进为0.1 rad。当电压uA2的相位角为0.1 rad时，查计算表可得幅值系数为1.823 28，以后每增加0.1 rad时查表得到1个幅值系数。当电压uA2的相位角超过1 rad且尚未达到1.1 rad时，电压uB1的值过零点，可以判断其整流后的电压uB2的相位角为0 rad，以此点为参照点又得到参照三相叠加电压uA2+uB2+uC2的各点的幅值系数。同理，当电压uB2的相位角超过1 rad且尚未达到1.1 rad时，电压uC1的值过零点，可以判断其整流后的电压uC2的相位角为0 rad，又以此点为参照点依次得到0～0.9 rad的10个幅值系数K。此后重复以上步骤。

表1　三相叠加电压计算表Tab.1　Calculation table of three phase superimposed voltage

图1所示电路的等效控制模型如图4所示。在等效模型中交流电源uA1（t）回路经整流电路（21）整流后得到脉动的直流电压uA2（t），相当于该电压取绝对值（图4中用|·|表示），经全桥斩波电路（41）的开关管斩波得到高频交流电压uAP（t），斩波功能用xA（t）表示，对于斩波功能的调节采用斜箭头表示。MA表示非接触变压器原边线圈LAP与副边线圈LAS的耦合系数。副边线圈LAS的电压被整流之后得到稳定的直流电压uAS（t）。交流电源uB1，uC1回路与uA1回路的工作原理完全相同。图4中d（t）表示电路预期的设定值，e（t）表示电路的设定值与实际值之间的误差。采用先验控制的自适应算法改变开关管的斩波占空比，以调节输出电压和电流。

先验控制反馈值计算方法具体步骤如下。

1）通过供电电压采样滤波检测装置获取供电电压交流电源uA1，uB1，uC1的信号，以过零点的时刻为参照点依次获取此时刻及其它时刻点的幅值系数K，设u1d（t）为先验控制的反馈值，则：

式中：K（t+1）为下一次检测时三相叠加电压uA2+ uB2+uC2的幅值系数；K（t）为当前点检测点三相叠加电压uA2+uB2+uC2的幅值系数。

2）根据输出电压uo（t）和输出电流io（t）（如图1所示）的值计算出占空比调节系数d（t）-uo（t），其中期望输出的直流电压值为d（t）。考虑先验控制反馈值u1d（t）后，需要减去该变化趋势以适应供电电压uA1，uB1，uC1的变化给电路输出带来的影响，则反馈误差e（t）依据下式计算：

然后采用自适应算法调节开关管的斩波占空比。将该反馈误差考虑到闭环控制算法中用于调节开关管的斩波占空比。采样间隔时间可以根据需要设定的更细化。

图4　非接触供电电路等效控制模型Fig.4　Equivalent control model of contactless power supply circuit

非接触变压器组成对称磁路机构三相无线平面供电网［4-7］见图5。所述原边线圈LAP，LBP，LCP呈平面等间距分布且采用独立的变压器原边接法，由于3组单相电源电压共用零线，该变压器原边等效为星形接法，MA，MB，MC分别代表3个原边线圈LAP，LBP，LCP与3个副边线圈LAS，LBS，LCS之间的耦合互感值。3个电流源与3个二倍压整流电路构成3路充电泵电路，每路正负输出由2个二极管分别整流得到，例如副边线圈LAS的正输出由二极管D1整流得到，其负输出由二极管D2整流得到。

在图1所示的电路中，全桥斩波电路的开关管的斩波频率设定为85 kHz，其斩波算法根据程序设定成同步斩波算法和异步错相斩波算法，其示意图如图6所示。为了简化控制策略，3路单相斩波电路所有对应的开关管（如：开关管SA4与SB4，SC4对应）的斩波占空比相同，当调节占空比时，将所有对应的开关管的占空比全部同步修改。

图5　无线平面供电网Fig.5　Wireless flat-panel for power system

图6　二极管泵出电流示意图Fig.5　Schematic plan of diode pump output current

同步斩波算法的步骤为：3路单相全桥斩波电路对应的开关管SA1，SB1与SC1的斩波的起始时间完全相同，副边线圈LAS，LBS，LCS的电流相位和二倍压整流电路的二极管泵出电流分别错开120°。副边线圈LAS，LBS，LCS的电流相位和二倍压整流电路的二极管泵出电流示意图如图6a所示。同步斩波算法和异步错相斩波算法中各开关管斩波相位关系如表2所示。表2中的θ1表示移相全桥软开关的移相角（通常小于10°）。

表2　开关管斩波相位关系表Tab.2　Switch chopper phase relation table

不论是同步斩波算法还是异步错相斩波算法，随着时间的不断变化，各相输入电压的幅值也不断变化，副边线圈LAS，LBS，LCS的电流幅值也随之而变化。

异步错相斩波算法。如图1、图2、图5与图6所示，以电压uA2，uB2，uC2的幅值为判断标准，当其中一路电压的瞬时幅值高于其它两路电压的瞬时幅值时，该路开关管的斩波的起始时间与另外两路单相斩波电路对应开关管起始相位错开180°。

当电压uA2的幅值高于uB2，uC2的电压幅值时，副边线圈LAS的电流iAS的幅值也高于LBS，LCS的电流iBS，iCS的幅值，例如图2中的t1时刻uA2的瞬时幅值最大，则根据表2的判断方法，令开关管SA1的斩波起始时间为0°，令开关管SB1，SC1的斩波起始时间为180°，副边线圈的电流iAS，iBS，iCS和二倍压整流电路的二极管泵出电流iD1～iD6示意图如图6b所示。

当电压uB2的幅值高于uA2，uC2的电压幅值时，例如图2中的t2时刻uA2的瞬时幅值最大，副边线圈的电流iAS，iBS，iCS和二倍压整流电路的二极管泵出电流iD1～iD6示意图如图6c所示。

当电压uC2的幅值高于uA2，uB2的电压幅值时，例如图2中的t3时刻uC2的瞬时幅值最大，副边线圈的电流iAS，iBS，iCS和二倍压整流电路的二极管泵出电流iD1～iD6示意图如图6d所示。

在优先考虑减少输入端谐波的情况下，采取同步斩波算法；在优先考虑提高充电泵电路的输出功率和效率的情况下，采取异步错相斩波算法。

3　开关电容校正功率因数

本文选择用自适应滤波控制算法反馈控制开关电容电路的开关管的占空比，开关电容电路如图1所示，开关管的斩波频率设定为1 kHz。自适应谐波检测算法如图7所示。

图7　自适应谐波检测算法Fig.7　Adaptive harmonic detecting algorithm

3组单相电源电压经整流后得到叠加电压uA2（t）+uB2（t）+uC2（t），该叠加电压信号由供电电压uA1，uB1，uC1（如图1所示）的采样信号分别取绝对值叠加得到。通过供电电压过零检测电路得到关键相位点，用这些关键相位点预测到其它采样点的相位和电压波动趋势，结合叠加电压的实际检测值，用自适应滤波器调节开关电容电路的开关管的占空比，改变开关电容电路的电容CAH，CBH，CCH的瞬时电容量，用这种方法对50 Hz三相电源做有源功率因数校正，调节电路的瞬时功率消耗以减少输入电流的谐波含量。其中，反馈的误差er为

4　实验结果

为了验证理论分析的正确性，搭建如图1所示的实验电路验证系统的可靠性和性能，其参数如下：uA1为交流220 V，Uo为48～56 V，LAH=100 μH，CAH=0.1 μF，SA1～SA4采用25N120，斩波开关管的频率fs=85 kHz，LAP=112 μH，CAP=0.1 μF，LAH= 500 μH，CAH=10 μF，线圈半径r=7.5 mm。

非接触供电电路系统采用市电电源，3路单相电源uA1，uB1，uC1的额定相电压为交流220 V。非接触供电电路系统的控制装置选用高性能低功耗的ARM微处理器STM32F407。

实验结果如图8所示。其中，输出电压uo的波形如图8b所示，输出电压的大小可由控制装置调节以适应负载特性的要求。

图8　实验结果Fig.8　Experimental results

5　结论

相比于单相AC-DC非接触供电系统［8-9］，本文提出的电路不需要复杂的控制算法即可使其交流电源AC侧的线电流正弦化，三相电路产生的谐波电流小，功率因数基本接近于1，同时输出电路的脉动成分小，直流侧输出功率保持平衡且最大输出功率显著提高。

通过仿真和电路实验验证了所提出的拓扑结构和控制方法的正确性和有效性。结果表明，电源电流iA1，iB1，iC1的波形均近似于正弦波，所提出的系统工作可靠，供电效率最高可达90%以上。

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Design of Three-phase AC-DC Contactless Power Supply Circuit

ZHOU Chenghu1，HUANG Quanzhen1，LIU Zherui2，HE Jiamei1，LIU Yuping1，LI Baisong1，YUAN Xun1
（1.School of Electrical Information and Engineering，Henan Institute of Engineering，Zhengzhou 451191，Henan，China；2.Jiaozuo Power Supply Company，Henan Elactric Prower Company，Jiaozuo，454150，Henan，China）

By using single phase full bridge rectifier circuit，the pulsating DC current of each phase for threesingle-phase AC could be obtained.Then it could be converted to high frequency alternating current by DC chopping.Power was passed through the contactless coils.Three second side coils were paralleled with capacitor to constitute to three current sources respectively.Three current sources passed energy to voltage doubling rectify circuit respectively and constituted charging pump circuit.These three charging pump circuit was paralleled and filtered to a stable DC voltage.The scheme effectively eliminated the traditional AC-DC PFC circuit，and made the AC line current sinusoidal.Experimental results convincingly indicate that the proposed system works reliably and it offers high efficiency up to 90%.

three-phase AC-DC；inductive power transfer；charge pump circuit

TN86

A

2015-12-19

修改稿日期：2016-05-18

国家自然科学基金资助项目（61403123）；郑州市科技局民生科技进步工程资助项目（131PZDGC136）

周成虎（1973-），男，硕士研究生，讲师，Email：68695331@163.com