基于宽带滤波巴伦的端射滤波天线

周彦，丁　博

（1.中国空空导弹研究院，河南洛阳471000；2.电子科技大学，成都611731）

基于宽带滤波巴伦的端射滤波天线

（1.中国空空导弹研究院，河南洛阳471000；2.电子科技大学，成都611731）

端射天线是一种辐射方向与阵轴的方向一致的天线，因为其具有良好的方向图特性，通常应用在军用雷达探测系统用来解决“盲区”问题。端射天线和滤波器之间由于匹配电路的存在导致系统尺寸较大、损耗增加。将端射天线和滤波器作为整体器件设计成端射滤波天线，端射滤波天线不仅具有辐射、阻抗匹配、滤波和平衡转换功能，而且可以减小电路尺寸，使系统结构更加紧凑。文章通过采用闭合环谐振器设计一款结构紧凑的多层宽带滤波巴伦，并将宽带滤波巴伦和准八木天线进行集成，设计出了一款中心频率2.5 GHz的端射滤波天线。该滤波天线具有频率带宽较宽、频率选择性高、带外抑制好、结构紧凑等特点。

滤波天线；端射；滤波巴伦；谐振器；准八木天线

天线和滤波器作为射频前端电路最重要的2个元器件，其尺寸和性能决定整个通信系统的质量。传统设计方法着眼于器件本身的设计，二者在系统中级联后不能够保证完全匹配，且电路尺寸较大。将天线和滤波器作为整体器件设计成滤波天线，滤波天线不仅具有辐射、阻抗匹配、滤波和平衡转换功能，而且可以减小电路尺寸使系统结构更加紧凑，具有重要的实用价值。

2006年，Jong Hoon L等［1］提出了一款工作于V波段的LTCC滤波天线，图1给出了该滤波天线结构和反射系数曲线。

图1　LTCC滤波天线及其反射系数曲线Fig.1 Proposed LTCC filter antenna and its reflection coefficient curve

LTCC材料具有很高的介电常数和较低的介质损耗，使得滤波天线的尺寸可以很小。为消除阻抗不连续性，在滤波器和天线间增加一段锥形微带线实现阻抗匹配。由于锥形微带线存在损耗，不可能保证在整个工作频段内都完全匹配良好，所以锥形微带线的加入会对整个系统产生影响。另外，锥形微带线的加入使系统变得更复杂、损耗增大，尺寸和重量偏大。

由于LTCC方法加工工艺复杂且成本较高，故针对滤波天线的设计多采用工艺成熟且设计方法简单的微带形式。为了缩小微带滤波天线体积，文献［2］采用多层结构进行滤波天线的设计，如图2所示。

图2　多层滤波天线及其反射系数曲线Fig.2 Proposed Multilayer filtering antenna and its reflection coefficient curve

贴片天线和发夹滤波器采用共同的接地板，分别设计在接地板的上下两层，中间通过通孔连接。这种方式可以缩小体积，还可以通过优化连接线位置和大小获得较宽的带宽。此外，文献［3-5］在不改变天线辐射特性的同时引入新的结构，使得天线同时获得滤波效果。文献［6］设计了一个具有滤波功能的天线，该天线由2个基本的小型腔体构成，适当的调节腔体的尺寸，可以同时调节天线的辐射效率和带宽选择性。以上介绍的天线同时具有滤波和辐射特性，但是设计方法都比较复杂，依旧局限于滤波器和天线器件自身的设计。

滤波器综合方法是一种新兴的滤波天线设计方法，近几年引起许多学者的研究与重视，各种结构新颖功能优良的滤波天线也被设计出来。在滤波器综合方法中，采用天线代替滤波器的最后一阶谐振器，使得天线同时具有滤波和辐射功能。这种方式可以缩小电路尺寸，减轻射频前端重量。滤波器综合法设计的滤波天线通带内增益很平坦，具有很好的边缘选择特性和带外抑制性能。

2011年，Chuang Chaotang等［7］详细介绍了滤波器综合方法。由于天线与一个并联的RLC电路等效，所以用一个Γ型天线代替多阶滤波器的最后一阶谐振器和端口，形成性能良好的滤波天线，见图3 a）。图3 b）给出了滤波天线的等效电路，其中平行耦合线之间的缝隙可等效成导纳转换器。此外，该文献还基于滤波器综合方法设计一款三阶滤波天线，并将其与传统方式获得的滤波天线进行对比，见图4。可见，滤波器与天线直接级联后天线反射系数较差，这是因为2个元器件不完全匹配，损耗较大。该文献提出的三阶滤波天线尺寸较小，且天线边缘比较陡峭，滤波效果明显。

图3　滤波天线的结构与等效电路图Fig.3 Proposed filtering antenna structure and Equivalent circuit

图4　三阶滤波天线反射曲线对比图Fig.4 Comparison curve of the three-order filtering antenna reflection

除此以外，国内外其他学者也对微带滤波天线进行了不同程度的研究［8-17］，并设计完成了许多高性能高集成度的滤波天线。因此，小型化高性能的滤波天线在无线通信系统的发展中起到十分重要的作用，设计一系列结构紧凑、集成度高、选择特性好的微带滤波天线对我国无线通信领域的发展具有重要意义。

本文通过采用闭合环谐振器设计一款结构紧凑的多层宽带滤波巴伦，并将宽带滤波巴伦和准八木天线进行集成，设计一款中心频率2.5 GHz的端射滤波天线。该滤波天线具有频率带宽较宽、频率边缘选择性高、带外抑制好、结构紧凑等特点。

1　基于闭合环谐振器的宽带滤波巴伦

1.1宽带滤波巴伦结构设计

作为一个三端口器件，巴伦包括一个非平衡馈电的输入端口和两个平衡的输出端口，如图5所示。因此，微带巴伦可以完成单端信号与差分信号的转换。根据天线理论，如对称振子天线、印刷振子天线和平面螺旋天线等都属于平衡天线，需要平衡馈电。假如使用微带线等非平衡传输线对天线进行馈电，会破坏天线的方向性，造成天线辐射效率降低。因此，采用巴伦对平衡天线进行馈电可改善天线的辐射特性，同时起到阻抗变换作用，实现天线良好的阻抗匹配。同时，由于现实环境中无线信号的频率范围十分广泛，而大部分微波系统只需接收和发射特定频段的信号，因而设计具有滤波作用的宽带巴伦就显得很有意义。

图5　巴伦结构示意图Fig.5 Structure of balun

巴伦作为一个三端口器件，可以通过把对称4端口网络中的一个端口设置为开路或者短路形成。本文所设计的宽带滤波巴伦如图6所示，端口1为不平衡输入端口，端口2和端口3为平衡输出端口。该结构由4个微带谐振器构成，其中谐振器A和谐振器B 是λ/2三阶SIR谐振器，位于顶层；谐振器C和谐振器D是λ/2闭合环谐振器，位于第二层。为了增强各谐振器之间的电耦合，扩展滤波巴伦的带宽，本设计采用多层结构。同时，在底面引入半径为R的圆形缝隙增强谐振器C与谐振器D之间的磁耦合，整个结构关于中心线对称。

图6　宽带滤波巴伦结构图Fig.6 Structure of wideband filtering balun

滤波巴伦采用一种新型的λ/2闭合环谐振器，如图7 a）所示。该λ/2闭合环谐振器与传统的SIR谐振器不同，在传统SIR谐振器的基础上采用镂空处理，传输线特性阻抗相同。为了分析该谐振器的谐振特性，图7 b）给出了该结构的奇模等效电路。

图7　λ/2闭合环谐振器Fig.7λ/2closed loop resonant

由奇模等效电路可知，图7 b）中端口的输入阻抗为：

式（1）中：Z0为微带线的特性阻抗；θ1为微带线的电长度（i=1，2，3）。

图8给出了闭合环谐振器的闭合环结构，通过计算可知，端口输入阻抗为：

图8　闭合环结构Fig.8 Closed loop structure

下面假设闭合环谐振器的传输线无耗，传输线θ2和传输线θ3的组成的闭合谐振器的端口矩阵为：

式（3）中：Y为50Ω阻抗线的导纳；Z为其对应的特性阻抗。

传输线的Y矩阵可以表示为：

由式（3）、（4）可以得出闭合环的端口矩阵为：

因此，闭合环的端口输入阻抗为：

将式（8）代入式（1）中，令Zin=0，可得出奇模等效电路中1/4波长闭合环谐振器的谐振条件，如式（9）所示，半波长闭合环谐振器也应满足该谐振条件。

假设θ2=θ3，图9给出了闭合环谐振器杂散频率随θ3的变化。由图可知，随着电长度θ3的增大，谐振器的杂散频率不断增加，而且速度明显加大。该闭合环谐振器具有与传统SIR谐振器相似的谐振特性，但是结构更加简洁，更加多样化。将闭合环谐振结构应用于微带巴伦的设计，可以使得巴伦结构更为紧凑，更方便集成。

图9　闭合环谐振器杂散频率随θ3的变化Fig.9 Change of the spurious frequency ratio of the closed loop resonator withθ3

1.2宽带滤波巴伦性能参数分析

通过上述分析可知滤波巴伦的谐振频率不仅取决于谐振器A、B的阻抗比，而且还与闭合环谐振器的电长度有关。采用Marchand巴伦理论设计方法，通过调节4个谐振器的电参数，同时优化馈电位置，使得巴伦满足工作条件。

为了实现较好的端口匹配，将端口1的阻抗设置为100 Ω，端口2和端口3的阻抗设置为50 Ω。此外，考虑到方便测试和与其他器件级联，端口1已通过渐变线的方式从100 Ω匹配到50 Ω。

为了实现滤波巴伦的宽带特性，需要对4个谐振器之间的耦合强度进行调节。谐振器A、B通过缝隙S1进行耦合，闭合环谐振器C、D通过S2进行耦合，同时A与C、B与D之间通过基板上下耦合。底部的圆形缝隙主要是为了增加闭合环谐振器C、D之间的磁耦合。

借助三维电磁场仿真软件HFSS对2.45 GHz滤波巴伦进行三维建模分析，该滤波巴伦基板采用厚度为0.508mm的Rogers4003基板，介电常数为3.55，正切损耗为0.002 7。经过优化设计得到该滤波巴伦几何尺 寸：W0=0.7，W1=W2=W3=1.8，WA1=2.5，LA1=5.0，WA2=0.5，LA2=5.0，WA3=2.5，LA3=9.0，WB1=3.2，LB1=5.0，WB2=0.5，LB2=6.0，WB3=3.2，LB3=9.0，S1=0.4，WC=WD=0.3，LC=LD=3.2，LB2=9.2，LC3=LD3=13.0，R=1.5，单位为mm。滤波巴伦的整体尺寸为 20mm×34mm，约合0.163λg×0.278λg，其中λg为中心频率处的导波波长。

图10分析了不同半径的圆形缝隙对滤波巴伦性能的影响。从图中可以看出当R=1.0mm时，滤波巴伦带宽较窄，随着磁耦合圆形缝隙半径增大，滤波巴伦带宽不断增大。但是当R=2.0mm时，滤波巴伦的通带内回波损耗曲线较差，综合带宽和插损性能取R=1.5mm。

图10　圆形缝隙对滤波巴伦频率响应的影响Fig.10 Influence of circular slot on the frequency response of the filtering balun

仿真结果可知：该滤波巴伦覆盖2.01～2.95 GHz，相对带宽为38.4%。端口2和端口3在通带内最大插入损耗为3.7dB，最差值比理论值多出0.7dB，在可接受的范围内。图11给出了滤波巴伦的输出相位，通过计算可得到不同频点处的相位差，如图12所示。

图11　滤波巴伦的输出相位Fig.11 Output phase of the filtering balun

图12　端口2和端口3的相位差Fig.12 Phase difference between port 2 and port 3

从图12可以得到端口2和端口3的相位差在整个通带范围内为180°±5°，在允许的误差范围内。综上所述，所设计的2.45 GHz滤波巴伦具有38.4%的带宽，既具有滤波特性，又具有巴伦特性。同时，该滤波巴伦尺寸较小，适合与微带准八木天线进行集成。

2　基于滤波巴伦的端射滤波天线

巴伦、带通滤波器和偶极子天线通常在无线通信系统中以级联方式出现。不同器件级联导致系统整体尺寸偏大，而且损耗较大，不利于小型化、高性能、集成化的发展趋势。将滤波巴伦和准八木天线进行集成设计，通过调整微带线的长度和宽度，在较宽的频段内保持良好的阻抗匹配。集成设计的端射滤波天线同时具有滤波和辐射功能。图13给出了宽带滤波天线的结构，使用上一节设计的滤波巴伦代替传统的巴伦馈电结构。巴伦输出端口与偶极子之间采用长度为L1的馈线，偶极子和底面之间的间距d2理论上设置为1/4个波长，使得反射波经过反射器后与辐射波相位一致。借助三维电磁场仿真软件HFSS对2.45 GHz滤波端射天线进行三维建模分析，该滤波巴伦基板采用厚度为0.508mm的Rogers4003基板，介电常数为3.55，正切损耗为0.002 7。经过优化设计得到该滤波巴伦几何尺寸：Wd=5.0，Ld=30.0，Wr=12.0，Lr=25.0，d1=9.0，L1=20.3，d2=9.0，Wg=49.0，Lg=100.0，W0=0.7，W1=W2=W3=1.8，WA1=2.5，LA1=5.0，WA2=0.5，LA2=5.0，WA3=2.5，LA3=9.0，WB1=3.2，LB1=5.0，WB2=0.5，LB2=6.0，WB3=3.2，LB3=9.0，S1=0.4，WC=WD=0.3，LC=LD=3.2，LB2=9.2，LC3=LD3=13.0，R=1.5，单位为mm。

图13　宽带端射滤波天线结构图Fig.13 Structure of broadband endfire filtering antenna

由八木天线的理论可知，当寄生单元的长度大于谐振长度时，寄生单元呈现电感性，起到反射器的作用。当寄生单元的长度小于谐振长度时，寄生单元呈现电容性，起到引向器的作用。为了获得最佳引向器的长度，分别对寄生单元的长度Ld，以及寄生单元与偶极子之间的间距d1进行优化。寄生单元的长度对滤波天线回波损耗的性能影响见图14 a）。从图中可知，随着寄生单元的长度改变，滤波天线的阻抗匹配发生了变化，所以寄生单元在作为引向器的同时也起到阻抗变换作用。Ld=29mm时，通带右边边缘选择性不好，Ld=35mm时，最右边的谐振点频率减小导致通带较窄。Ld=30mm时，通带内回波损耗曲线较深，且通带较宽，故选取Ld=30mm作为寄生单元的长度。图14 b）给出了不同间距d1对滤波天线性能的影响。从图中可看出随着寄生单元和偶极子之间间距的增加，即d1由5～11mm的变化过程中，滤波天线在通带内阻抗匹配越来越好，但是d1=11mm时，最左边的谐振点频率增大导致滤波天线带宽变小。综合带宽与带内特性，选择寄生单元和偶极子间距为9mm。

图14　寄生单元和间距对滤波天线反射系数的影响Fig.14 Influence of parasitic elements and spacing on the reflection coefficient of filtering antenna

因为滤波巴伦的馈电方式采用的是抽头馈电，所以馈电点的位置会影响Q值的大小，从而影响滤波天线的辐射性能。图15 a）描述了不同位置的馈电点对滤波天线反射系数曲线的影响。由图可知在LA=7mm时，曲线两边的边缘选择性最好，且通带内回波损耗曲线较深，同时满足滤波和辐射的要求。

介质板的介电常数和厚度确定后，微带线宽度决定特定频率微带线的阻抗。分析连接天线和宽带滤波巴伦的微带线宽度Wy对宽带滤波天线回波损耗的影响。计算介电常数3.55，厚度1mm，频率2.45 GHz下的50 Ω阻抗线线宽为2.26mm；对Wy优化分析，由图15 b）可以看出，不同宽度的微带线对滤波天线S参数影响较大，综合带宽和边缘选择特性，最后选取3mm作为连接天线和宽带滤波巴伦的微带线宽度。

图15　馈电点和连接线宽度对反射系数的影响Fig.15 Influence of feed point and connecting line width on reflection coefficient

图16对滤波八木天线和传统八木天线的反射曲线进行对比。从图16可以看出，本论文提出的滤波八木天线具有较好的带外抑制，所设计的滤波天线覆盖1.9～2.9 GHz，通带相对带宽可以达到40%。仿真结果显示滤波天线具有良好的带外抑制特性及较好的通带内发射特性。

图16　滤波天线和准八木天线反射系数曲线对比Fig.16 Comparison of the reflection coefficient curve between the filtering antenna and the quasi-yagi antenna

图17为滤波天线在2～3 GHz间部分频点的增益和前后比仿真。可见，天线在较宽的频段内有较高增益，且增益变化比较平缓，大致为3.5～5dB，能进行有效的接收和发射信号。前后比代表了天线朝一定方向辐射的能力，对该天线讲前后比越大定向性越强。该滤波天线前后比好于18dB，有良好的端射特性。天线在特定频率下的电场分布图可表示出天线的辐射特性，图18为滤波天线在不同频率处的电场分布。

图17　滤波天线的增益和前后比仿真图Fig.17 Simulation result of the gain and the front-back ratio of the filtering antenna

图18a）为滤波天线在1 GHz处的电场分布。此时，由于1 GHz在滤波巴伦的通带外，电场分布主要集中在谐振器中，通往天线的电流路径被阻隔，导致天线无法在该频点辐射。图18 b）为滤波天线在中心频率2.45 GHz处的电场分布。可以看出电场在整个辐射体中分布较均匀，电流通过滤波巴伦对偶极子进行馈电。综上可以得出，所设计的滤波天线在较宽频带内有良好的辐射特性，而对带外抑制较明显。

图18　滤波天线在不同频率处的电场分布对比Fig.18 Electric field distribution of the filtering antenna at different frequencies

图19给出了2个不同频点的方向图，实线代表主极化曲线，虚线代表交叉极化曲线。从图19可看出两个频点的方向图形状相似，这表明该宽带滤波天线在较宽的频带内可以保持较好的方向性，即朝Y轴方向辐射，保持了典型端射天线特性。此外，在不改变传统准八木天线辐射特性的同时，可以将交叉极化抑制到-25dB以下，大大减小了外界噪声的干扰，提高天线的抗干扰性能。从上述分析可以看出，该滤波天线较传统天线除了通带边缘陡峭、较好的带外抑制特性之外，同时还具有较好的辐射特性。

图19　滤波天线的仿真方向图Fig.19 Simulation pattern of the filtering antenna

3　端射滤波天线加工与测试

滤波天线实物加工图如图20所示，采用Rogers 4003基板，介电常数为3.55。滤波天线的整体尺寸为88mm×10mm。使用Agilent公司生产的型号为E8363B的矢量网络分析仪对该滤波天线样品进行测试，仿真和测试的反射系数曲线对比图如图21所示。

图20　滤波天线实物加工图Fig.20 Photograph of the fabricated filtering antenna

图21　滤波天线反射系数仿真和测试对比图Fig.21 Comparison of simulated and measured results of the reflection coefficient of the filtering antenna

由图21可知，仿真和测试结果显示出较好的一致性，测试曲线覆盖2～2.99 GHz，滤波天线阻抗带宽为990 MHz，与实际仿真的阻抗带宽相差10 MHz。同时，可看出测试结果与仿真结果相比整体向右偏移，这是由于该结构采用双层板，在加工工艺和测试过程中存在误差导致的。测试结果表明滤波天线通带两侧边缘十分陡峭，同时具有良好的带外抑制特性。

图22给出了2.5 GHz和2.7 GHz处的测量方向图，与图19对比可知，测量结果与仿真结果大体一致。由于测量环境的影响，电磁波在自由空间传输存在损耗，墙壁和地面也会产生反射波，因此测量结果不够精确。

4　结论

本文提出一款基于宽带滤波巴伦的端射滤波天线。通过采用闭合环谐振器设计一款结构紧凑的多层宽带滤波巴伦，并将宽带滤波巴伦和准八木天线进行集成，设计一款中心频率2.5 GHz的端射滤波天线。该滤波天线具有频率带宽较宽、频率边缘选择性高、带外抑制好、结构紧凑等特点。

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An Endfire Filtering Antenna Based on Wideband Filter Balun

ZHOU Yanyan1，DING Bo2
（1.China Airborne Missile Academy，Luoyang Henan 471000，China；2.University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu 611731，China）

The endfire antenna whose radiation direction is consistent with the array-axis has good radiation characteristics and usually be used in military radar systems to solve the“blind spot”problem.The matching circuit between endfire antenna and filter may result in more loss and larger circuit size.The endfire filtering antenna not only has the function of radiation and impedance matching，but also has the function of filtering and balance conversion.Meanwhile，the circuit size can be reduced to make the system more compact.In this paper，a multilayer wideband Balun was designed based on the closed loop resonator and an endfire filtering antenna with 2.5GHz center frequency was designed by integrating the wideband Balun and quasi-yagi antenna.This endfire filtering antenna had the advantages of wide bandwidth，good selectivity and compact structure.

filtering antenna；endfire；filter Balun；resonator；quasi-yagi antenna

TN925

A

1673-1522（2016）04-0442-09

10.7682/j.issn.1673-1522.2016.04.007

2016-04-23；

2016-06-12

周彦（1982-），女，工程师，大学。