宽带雷达通信一体化波形设计与雷达成像方法研究

2016-09-07李宏伟顾福飞

系统工程与电子技术 2016年9期

关键词：调频接收机宽带

娄　昊, 张　群, 罗　迎, 李宏伟, 顾福飞

(1.空军工程大学信息与导航学院, 陕西西安 710077;2.武警工程大学信息工程系, 陕西西安 710086)

宽带雷达通信一体化波形设计与雷达成像方法研究

娄昊1,2, 张群1, 罗迎1, 李宏伟1, 顾福飞1

(1.空军工程大学信息与导航学院, 陕西西安 710077;2.武警工程大学信息工程系, 陕西西安 710086)

雷达与通信系统一体化可以实现电子资源的共享。提出并设计了一种宽带雷达通信一体化波形——随机调制线性调频步进信号,在实现雷达成像的同时实现数据通信。该信号充分利用现有的随机步进线性调频信号波形设计上的高度灵活性特点,以其子脉冲的载波频率调制通信数据,以子脉冲调频斜率的方向表示地址信息,实现了点到多点通信;分析计算了一体化信号下的信道容量、多址信号的正交性和接收机错误概率等通信性能指标;提出了随机化预处理方法来解决一体化信号在雷达成像中的问题,利用统计相关法实现宽带雷达的一维距离成像,提出并推导了部分参数对成像效果的影响。最后,从通信和雷达成像两方面仿真验证了该一体化信号的可用性和有效性。

随机调制线性调频步进信号; 雷达通信一体化; 统计相关法成像; 点到多点通信

0　引　言

当前,飞机、舰船、卫星等机动作战平台的任务职能越来越多,面临的战场威胁也与日俱增,不得不配备越来越多的电子设备,以用于雷达、通信、导航及电子对抗等目的。这些不断增加的设备占用了作战平台的有效空间,消耗了大量的能量。传统的做法只是在单个设备上进行体积和功耗的优化,而借助先进的电子信息技术,把不同种类、不同用途的设备进行整合,构成一体化的电子系统已经成为一种新的研究方向[1-4]。对现有的雷达设备进行一定的改造,直接在获取数据、形成情报的同时就分发出去,构建新的雷达通信一体化系统,则可节省通信时间、降低对通信设备的依赖度,从而明显提高平台的整体电子作战能力。

2005年开始,美国雷声公司、诺斯罗普格鲁曼公司在AN/APG77型机载有源相控阵雷达上加装了一种通信调制解调器后,可在几毫秒内把大数据量的合成孔径雷达图像发送到友邻飞机或地面指挥中心[5]。但这种一体化设计,包括美国迈阿密大学Garmatyuk设计的成像雷达和通信一体化系统[6]都具有一个共同点,即雷达和通信任务在时间上是冲突的,在通信的同时无法实施雷达探测及成像任务。

如果能对雷达信号进行设计,形成所谓共享信号[7-8],也就实现了对原有雷达和通信设备的同时替代。一种较为直接的思路是雷达信号和通信信号各自独立产生、叠加生成一体化信号[9],其实现的难点在于信号接收时将雷达与通信信号分离,而且通信信号实际占用了雷达功率,造成雷达工作性能下降。另一种思路是把通信数据调制到雷达信号的一些可变参数上,并在接收端识别这些参数,从而实现信息的传递。如文献[10]采用不同的雷达脉冲间延迟来表示不同的二进制数据,实现了通信数据的低速率传输。随着具有成像功能的雷达日益增多,以线性调频信号为主的宽带信号得到了广泛应用,一些文献已经尝试了在线性调频信号的调频斜率[11]、初始频率[12]和初始相位[13]上调制通信数据。然而,这些方法的不足之处在于较大程度地改变了雷达的信号处理方式,进而影响了雷达的工作性能。这样,如何在充分考虑成像雷达工作特点的前提下,对现有的雷达信号进行重新设计使之成为一体化信号是值得深入研究的课题。与此同时,当前的几种雷达通信一体化信号仅能实现两点间通信,对如何在新信号体制下调制地址信息、实现面向点对多点通信应用的信号设计问题则鲜见研究。考虑到未来雷达通信一体化系统的多址需求,设计一种面向点对多点通信的一体化信号具有较强的创新意义和应用前景。

步进频率信号因其较小的瞬时带宽、低硬件开销而在宽带雷达上得到了应用。在此基础上,文献[14]提出一种新的随机频率步进信号,它的步进值是随机改变的,具有抗干扰优势。文献[15-17]将子脉冲由单频信号变为线性调频信号,设计了随机线性调频步进信号,并分析了其作为宽带信号合成高分辨率雷达像的可行性。尤其是随机步进线性调频信号的参数设置较为灵活,脉冲间具有可调的载波频率,具备成为一种新的、高效的雷达通信一体化波形的潜力。在此背景下,本文提出了一种面向点对多点通信的宽带雷达通信一体化波形,并对其通信工作性能和宽带雷达成像方法进行了分析和设计。

1　一体化信号设计

雷达通信一体化系统需要同时满足雷达和通信功能,一体化信号要分别满足对雷达和通信设备、功能的要求。其信号处理的主要流程为:在发射端,根据待传输数据对雷达信号的参数进行调制,经过上变频和高频放大后发射出去;在雷达接收端,利用参考信号与回波信号进行相关处理,得到一维距离像,如图1(a)所示,其中通信的内容亦可以为雷达产生的一维距离像(如虚线所示)。

在通信接收端,经过放大和混频后,利用宽带接收机提取信号调制参数,从而获取数据信息,实现通信,如图1(b)所示。而如果存在多个通信接收机,则需要进一步在一体化信号中加入地址数据,使得接收机能够甄别目的地址与本机是否相符。

图1　雷达通信一体化信号处理框图Fig.1　Radar-communication integration signal processing sketch map

考虑到本文拟采用的一体化系统平台从宽带成像雷达改造而成,采用的信号应需满足能合成大带宽的要求;其次,将通信信息调制到雷达信号上要求共用波形具备较高的设计自由度;最后是在这一新的信号体制下,雷达接收机能实现雷达成像,同时通信接收机能完成数据的提取。

其中,将通信数据和地址信息调制到雷达信号的方法是首要解决的问题。事实上,雷达发射信号功率高,电子器件大多工作在非线性条件下,在短脉冲内产生复杂的调幅、调相信号并保证精度的难度很大,而这也正是文献[10-12]等选择线性调频信号的调频率、初始频率等作为信息的载体的原因。在随机线性调频步进雷达基础上进一步设计一体化信号具备很大的优势:一方面,随机线性调频步进信号具备带宽合成的能力,可实现雷达高分辨率成像;另一方面,随机线性调频步进信号的子脉冲载频是可变的,具备表征通信数据的不确定性的能力;此外,在一定的成像算法下,通信内容引起的子脉冲信号变化对雷达成像影响较小,这是现有众多宽带雷达信号所不具备的。

线性调频步进信号由一组子脉冲信号组成,每一个子脉冲为线性调频信号[18],子脉冲间的中心频率是步进关系,用公式表示为

(1)

式中

n=1,2,…,N,N是一组脉冲中的子脉冲数；μ表示线性调频子脉冲的调频斜率(一般来说μ=Δf/Tp);Tr、Tp、fn、θn分别代表子脉冲重复周期、脉冲宽度(窗长)、子脉冲载波频率、初始相位,如图2(a)所示,其中fn=fc+nΔf为一组步进的频率值,而Tp≪Tr,NΔf表示这一组子脉冲信号的合成带宽。

图2　两种信号的时间-频率序列示意图Fig.2　Time-frequency series of two kinds of signals

而本文提出的随机调制线性调频步进信号(randommodulated-steppedfrequencychirpsignal,RM-SFCS)是指对一组步进线性调频信号进行调制,使得每个子脉冲的载频不再是递进增加(或下降)的关系,调频斜率的方向也是可变的,如图2(b)所示。这两种可变性就可调制通信数据,且后者也是与随机线性调频步进信号的最大区别。

对于子脉冲载频来说,设在雷达工作带宽内共有N个频率点,将这N个点作为集合n={1,2,…,N}。在集合n中随机选择N个数字并组成一个序列{n1,n2,…,nk,…,nN},该序列的元素用nk表示,令fk=fc+nkΔf作为一组子脉冲信号的载波频率值。对于调频斜率方向则由定义式bk(t)={t2,(Tp-t)2}中随机选择一个元素bk(t)决定,分别代表了调频斜率向上和向下。这样RM-SFCS用公式表示为

(2)

式中,θk(k=1,2,…,N)为第k个子脉冲的初相,其他参数的定义与式(1)相同,如图2(b)所示。需要注意,此时fk=fc+nkΔf,与式(1)中fn的定义是不同的。

从通信的角度看,该一体化信号是具有重复周期为Tr、时宽为Tp的脉冲串信号,可以携带数据的参数为脉冲间的载频步进值nk和子脉冲的调频方向bk。即将产生的通信数据经过进制转换后,产生nk和bk分别调制到一体化信号上,接收方通过提取参数实现数据的解调。

此时,利用上述随机性,将通信数据调制到一体化信号中并分析其主要通信性能,是一个需要解决的关键问题;而为了实现雷达成像算法并达到与线性调频步进信号一样的分辨率,同样需要重新设计带宽合成与成像算法。下面分别在第2节和第3节就这两个问题展开。

2　通信调制与性能分析

2.1调制方法和信道容量

对于nk来说,其可在1～N中取值,因此可视为一个N进制的通信信号,每个子脉冲的载频可以作为一个N进制的数。为了方便二进制编码,可以令N=2p,即一个子脉冲表示log2N=pbit的二进制数据。这样,一组N个随机调制线性调频步进脉冲信号可以发送Npbit的通信数据。而对于bk(t)来说,只存在两种情况,即单个子脉冲仅可以表示1bit的二进制数据。但相比随机线性调频步进信号来说,仍然增加了1比特/脉冲的信道容量。

考虑到本文的应用背景,雷达波束一般较窄,如在波束角为1°时,同时通信的数量较少,同一波束内只取两个地址，也具有一定的可行之处。

2.2通信接收机信号检测

通信接收机的信号处理过程通常是先采用宽带接收机进行宽带接收,然后进行混频(下变频)、解调处理,再进行抽样判决。而实现点对多点的多地址通信也有多种实现方法,最简单的即在通信内容中添加地址头码元,使得接收方在接收到数据后,实现对地址的识别,然而却很难实现对同频段不同地址数据的同时接收与处理。而在现代移动通信中常用的则是通过正交调制的方法,如通过扩频-码分多址,将地址扩频调制到每个字符上,并且保证调制后的每个字符在不同地址间是正交的。显然,后者占用了更宽的频带,却实现了多址通信的同时实现。

分析本文设计的信号,与通信所使用的调频信号有相似处,且占据了较宽的频带;较为明显的不同是信号的频率本身成为信息的载体,且属于一种多进制数据传输。而利用线性调频子脉冲的调频斜率方向的差异可以实现不同地址的同时接收与处理。针对本信号,考虑到信号的处理顺序,子脉冲的匹配与载频处理在前,调频斜率方向代表的地址数据的提取在后。

接收方收到的信号为

(3)

忽略初始相位的影响,则在一个子脉冲周期Tr内将接收信号与发射信号做相关处理

(4)

当τ=0时,则Ri,j(τ)取得极大值

(5)

情形 1若令ni-nj=m′≠0,其中m′为不为0的整数,考虑到在雷达实际应用中通常Δf≥104,此时

(6)

即Ri,j(0)=0,ρs=0,其中用到了施瓦茨不等式。显然,不同通信数据间存在正交性。

情形 2若ni=nj,而bi(t)≠bj(t),现令bi(t)=t′2,bj(t)=(Tp-t′)2。由式(5)得

(7)

上述推导中两次用到了施瓦茨不等式。

因此,本文设计的不同地址间的通信数据也是正交的。上述分析为最佳接收机设计和错误概率分析提供了理论基础。

2.3错误概率分析

在接收机进行数据接收时可以分两步进行：第一步是提取通信数据；第二步为匹配地址数据。下面分别讨论这两个步骤中因为噪声干扰造成的错误概率。

第一步，通信数据的获取本质上就是一个存在N元信号的最佳接收问题,考虑到不同的信号间是正交的,则可以表示为

(8)

第二步，即地址的匹配同样可以视为一个二元信号的最佳接收问题,此时错误概率表示为

(9)

3　统计成像方法

3.1成像模型

宽带雷达目标可采用散射点模型进行回波建模。假设目标有I个散射点,相应的散射系数分别为σi(i=1,2,…,I)。第i个散射点到雷达发射机的距离为Ri。设雷达发射的是RM-SFCS,雷达接收机接收到的回波信号用公式表示为

(10)

式中，t代表快时间；c表示光速；Ri表示第i个散射点到雷达的距离。

首先将参考信号与接收信号共轭相乘,即解线性调频处理,就可获得“粗”分辨的一维距离像。在目标的散射点距离中心设一个参考距离Rref,令ΔRi=Ri-Rref,则参考信号

(11)

式中，Tref稍大于Tp。

假设目标与雷达间无相对运动,scm(t,k)是解调后的信号

(12)

令t′=t-kTr,对式(12)做关于t′的傅里叶变换,并采用类似文献[19]的方法去除视频残余相位项和包络斜置项,得

(13)

注意到信号的模值|Scm(ω,k)|实际上是一个峰值在ω=-4πμΔRi/c处的sinc函数,实际上即为包括所有散射点σi的“粗”分辨距离像。单个子脉冲信号的时域宽度为Tp,其傅里叶变换后的频率分辨率为1/Tp,则对应的距离分辨率为

式中，Δf是子脉冲的带宽。并且,经过傅里叶变换后,子脉冲斜率方向bk被去除,将不会影响后续的雷达成像处理。

而其复相位项exp(-j4πfk·ΔRi/c),如果发射信号是频率步进的,即fk=fc+kΔf,此时fk是线性增加的。令第一项中的ω=-4πμ·ΔRi/c(即对各子脉冲所获得的“粗”分辨距离像进行峰值采样),则式(13)变为

(14)

此时对k作离散逆傅里叶变换,得到目标位于K=-4πΔfΔRi/c处的一维“精”分辨距离像。但如果发射信号是随机频率步进的,即fk=fc+nkΔf,nk是随机数,就不能直接应用该方法。

3.2统计相关法成像

为了尽可能地保持成像雷达本身的高分辨率特性,本文拟借鉴文献[10]中提出的统计相关成像方法来实现一维距离成像。所谓统计相关成像方法,即计算数学期望(一阶距)等统计参数的方法实现成像。按照该方法,对于式(14)所示的“粗”分辨距离像,若fk服从均匀分布,即nk～U(1,N),则计算输出的数学期望

(15)

3.3调制数据的随机化预处理

3.3.1随机化预处理方法

式(15)中的重要前提是nk～U(1,N),但实际上nk是由通信数据决定的。即使通信数据是未知的,却不能保证在(1,N)间随机分布。比如连续出现某一通信数据,就可能发生连续出现同一频率点的极端情况,这就不满足随机选择频点的要求。对于成像雷达来说,降低了雷达的有效带宽,甚至有可能导致成像失败[20]。

为了解决这一问题,一种可行的思路是将原始的通信数据先进行预处理,这一过程在通信领域称为数据随机化或者随机能量扩散[21]。考虑到发射方是可控的,接收方如果预先获知解码的方案,也很容易去扰,进而恢复出原始数据。

本文采取的方法为一种较为常用的方案,即在发射端先采用生成伪随机二进制序列,然后与原始数据逐个比特运算的方式实现随机化预处理。伪随机二进制序列也称为m序列,它具有近似随机序列的性质,又能按一定规律产生和复制,所以称其为伪随机序列。如一个典型的m序列的生成多项式为1+x14+x15。生成的伪随机二进位序列与输入数据进行模二加,即可使得数据随机化。在接收端,将接收的已随机化数据与伪随机二进位序列再进行一次模二加,便可以恢复随机化以前的数据。值得注意的是，收、发两端应采用相同的能量扩散、解扩散电路,而且是同顺序工作的。

这样,经过随机化预处理后,可以保证nk在(1,N)上是随机均匀分布的,也就基本保证了一个周期RM-SFCS的合成带宽不会出现很低的情况。

3.3.2预处理结果分析

不过,即使伪随机二进制序列的每一个频率点(nkΔf)服从随机均匀分布,但每一组子脉冲序列仍然不能保证占用所有的频点。对于一组载频序号在(1,N)上随机分布的线性调频步进信号序列,其序列长度也为N,由于频点分布的随机性,一组具体的序列中所出现的频点个数为K(1≤K≤N)。显然,过小的K值将影响雷达成像效果,因此需要讨论K的统计特性。此时,本文提出的方案是,通过增大一组序列的子脉冲数量,即增加不同载频出现的可能性,从而确保一体化信号的合成带宽。现将这一问题抽象理解为如下问题:定义一个事件X,表示从N个不重复的数字组成的集合中,随机进行M次抽取。求解出现K(1≤K≤N,K≤N)个不同数字的概率PM,K(X),并给出K的数学期望EM(K)。

而分析可知,随着M的增大,PM,K(X)是增加的。此外，还应满足约束条件

(16)

另外,分析PM,K(X),发现:如果已知PM,K(X),对于∀K≤N,此时再随机抽取一次,则抽取次数增加为M+1次,此时对于∀K∈{1,2,…,N},存在

(17)

考虑到P1,1(X)=1,则可以利用上述规律,通过递推的方法获得任意的PM,K(X)。算法实现如下:

步骤 1给定样本数N,抽样次数M,生成矩阵PM×N并初始化为PM×N=0M×N,定义序号i=j=1,P(i,j)=P(1,1)=1,转入步骤2。

注意PM×N是一个对角矩阵,在对角线i=j的上方都是零值。

按此方法,则推导EM+1(X)为

(18)

(19)

从式(19)中可以得到结论,一组序列中出现频点个数K频点的数学期望,同时受到总的频点数N和序列个数M的制约,且随着N和M的增大而增大。尤其当M→+∞时,EM(X)=N。

4　仿真实验与结果分析

为了进一步验证本文提出的方法,设计了以下仿真实验,分析仿真一体化信号的通信信道容量和检测性能,完成雷达成像实验,验证随机编码的效果。雷达通信一体化系统的基本工作参数为:发射信号载频3 GHz,可用带宽280 MHz,脉冲时宽Tp为1 μs,脉冲重复周期Tr为500 μs。在此引入文献[11]中提出的Chirp-BPSK信号以及文献[12]中提出的FRFT-Chirp信号进行比较,表1给出了部分工作参数。其中Chirp-BPSK信号是通过改变调频斜率的方向实现通信数据调制的,而FRFT-Chirp信号则依靠子脉冲初始频率的不同来区分不同数据。

表1　雷达通信一体化信号的部分工作参数

下面首先给出了3种信号的时频分析图,如图3所示。

图3　3种信号的时频图Fig.3　Time-frequency series of three kinds of signals

从图3可知,在可用带宽280MHz条件下,Chirp-BPSK信号的每个子脉冲即占用了整个280MHz的带宽。FRFT-Chirp信号和RM-SFCS信号都由256个不同的子脉冲组成,单个子脉冲之间的初始频率差最小为0.7MHz,且FRFT-Chirp信号单个脉冲带宽为100MHz。

4.1通信性能分析与仿真

下面验证噪声对通信误比特率的影响。从第2.3节误比特率的计算公式可知,系统通信的误比特率与通信信号的接收通道数有关,或者说与每个脉冲传输的比特数k(或者说是频率点数M)有关。在此分别选择在M取2,16,64和256时,并进行蒙特卡罗仿真100次后取平均值,得到系统误比特率与信噪比关系如图4所示。其中,Chirp-BPSK信号相当于M=2,而FRFT-Chirp信号和RM-SFCS信号对应其他3种M取值情况。

图4　高斯白噪声下错误概率与信噪比关系图Fig.4　Error probability and SNR in Gauss white noise

从图4中可以看出,随着信噪比的增大,4条曲线的误比特率都在下降;与此同时,相同的信噪比下,M值越大,对应的误比特率越小。如在15dB,M=2时接收机误比特率只有1.4e-5,而M=64接收机的误比特率接近1.7e-4。在13dB,N=2时接收机错误概率只有0.000 8,而N=256的接收机错误概率接近0.06。当然,随着信噪比的增大,误比特率都下降得很快。考虑到M越大,信道容量越大,因此在信道容量和错误概率之间必须进行一些折中,并适当引入纠错处理方法。

接下来是对通信速率的评估。考虑到子脉冲的重复周期为1μs,而k=log2M,每个子脉冲可以传输k比特数据,数据的传输速率为kkbit/s。在此定义了“有效通信速率”的概念,即在不进行纠错时正确传输的通信速率。图5分别表示以M取2,16,64和256时的有效通信速率。传输数据为300×200×8bit=480kbit大小的图像。

图5　M取值不同时的有效通信速率Fig.5　Efficient communication velocity in different M

从图5可以看出,随着信噪比的增加,有效通信速率呈现增长趋势,但是M取值不同时增长的程度不同。当信噪比较高时,M取值越大,有效通信速率越高;而在低信噪比时,M较小,因为错误概率较低,反而能获得相对高的通信速率。

4.2雷达成像仿真

图6对比了3种信号所成的一维距离像。图6(a)、图6(b)分别为Chirp-BPSK信号和FRFT-Chirp信号的成像结果。图6(c)、图6(d)为采用RM-SFCS信号在本文方法下得到的一维距离像,分别是随机产生的2组个数为205个和153个子脉冲,相当于有效带宽占总带宽之比为约80%和60%。各仿真的SNR=10dB。

从图6中可以看出,Chirp-BPSK信号能获得高分辨率一维距离像(带宽最宽),而FRFT-Chirp信号由于带宽较窄,所得一维距离像不能分辨部分散射点。而采用RM-SFCS信号,即使带宽为80%时,散射点位置仍能完整得到;随着载波频率数的进一步缺失，到仅有60%时,一维像上已经出现了虚假散射点。

图6　一维距离成像结果Fig.6　Range profile image

为了进一步验证3种信号在不同信噪比情况下的成像性能,对上述3种信号与成像效果最好的图6(b)进行互相关计算。计算结果如图7所示,随着SNR的增加,3种信号的成像性能都在改善;而其中因为带宽较窄,FRFT-Chirp信号成像效果最差。

图7　不同信噪比下的成像结果比较Fig.7　Imaging results comparison with different SNR

而对于RM-SFCS信号,为了评价频率点缺失带来的成像性能下降的情况,对在类似图6(a)所示的散射点分布情况进行了蒙特卡罗成像仿真,同样对不同可用频点数的成像结果与图6(b)结果进行互相关处理。选用的频点数为256的10%～100%的数值区间,得到成像结果与全带宽像的互相关系数,仿真1 000次求其均值。结果如图8所示,其中加入了SNR=10dB的高斯白噪声。

此外,从图8可以看出,随着随机出现的频点数的增加,成像结果越来越接近于全带宽成像结果。要想获得与全带宽成像结果超过0.8的相关系数,则至少需要128个(大概占总数的50%)载频点数量;而如果需要较真实的成像结果(如相关系数大于0.95),则需要204个(大概占总数的80%)的载频点数量。

图8　不同载频数下所成一维像与全带宽像的相关系数Fig.8　Correlation coefficient of full band image and image of different number carrier frequencies

为了确保一个成像周期内可用的频点足够达到成像要求下限,也就是验证第3.3节产生的、编码后的数据在一组脉冲中不出现重复载频的数量,在此设计了如下实验。设可用的步进调频点数N=256个,M的取值从0.1N～5N,可得K期望值EM(不重复出现的频点占比)和M的对应关系,如图9所示。

图9　M不同时的期望载频个数Fig.9　Expected carrier frequency number with different M

其中,图9中横坐标表示M和N的比值,可以看出统计值与仿真值差异很小。此时如要想获得204个(大概占总数的80%)载频点数量,则需要M=1.6N=410。这就给出了本信号进行雷达成像的期望子脉冲个数。

5　结　论

本文设计了一种基于随机步进频率信号的雷达通信一体化波形,提出以载波的频点来调制通信信息,以子脉冲调频斜率的方向表示地址信息,在不影响宽带雷达成像功能的基础上,实现了较高速率的点到多点通信。与此同时,对采用该信号的一体化系统的通信性能进行了分析,估计了信道容量、信号检测方法及错误概率,同时利用RM-SFCS的带宽合成特点和随机处理方法实现了雷达成像。仿真实验证明该一体化信号在雷达成像和通信中均获得较好的效果。在下一步的工作中,需要进一步研究运动引起的多普勒频移、多径传播等因素对接收机信号处理所带来的影响。

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Waveformdesignandimagingmethodresearchforintegratedwide-bandradarandcommunicationsystem

LOUHao1,2,ZHANGQun1,LUOYing1,LIHong-wei1,GUFu-fei1

(1.Institute of Information and Navigation, Air Force Engineering University, Xi’an 710077,China; 2.Information Engineering Department, Engineering University of Armed Police Force, Xi’an 710086, China)

Theradarandcommunicationintegrationsystemcansharethesameelectronicapplianceandsavethepowerresource.Akindofwaveformforintegratedwide-bandradarandcommunicationsystemisproposedtoimplementradarimaginganddatacommunicationatthesametime,whichisnamedasrandommodulatedlinearfrequencysteppedchirpsignal.Thiswaveformmakesuseofthehighdegreedesignflexibilityofrandomsteppedlinearfrequencymodulatedsignal,andcommunicationandaddressinformationismodulatedonthecarrierfrequencyandfrequencyraterespectively,whichaccomplishesthepointtomulti-pointcommunication.Secondly,communicationperformanceindexes,suchaschannelcapacity,orthogonalityofdifferentaccesssignalandreceivererrorprobabilityareanalyzedandcalculated.Thirdly,randomcodingonthecommunicationdataisputforwardtosolvetheproblemoccurredinradarimaging,whichisimplementedbyusingthestatisticcorrelationmethod,andtheeffectofsomeparametersonradarimagingresultisdeduced.Finally,simulationsandanalysisresultsproveitsvalidationintheradarandcommunicationsystem.

randommodulatedlinearfrequencysteppedchirpsignal;integratedradarandcommunication;statisticcorrelationimagingmethod;pointtomulti-pointscommunication

2015-10-13；

2016-05-26；网络优先出版日期：2016-07-14。

国家自然科学基金(61571457);陕西省青年科技新星计划项目(2016KJXX-49)资助课题

TP955

ADOI:10.3969/j.issn.1001-506X.2016.09.08

娄昊(1984-),男,讲师,博士研究生,主要研究方向为雷达和通信一体化。

E-mail:luaw2006@126.com

张群(1964-),男,教授,博士研究生导师,博士后,主要研究方向为雷达信号处理。

E-mail:zhangqunnus@gmail.com

罗迎(1984-),男,副教授,博士研究生,主要研究方向为雷达成像技术。

E-mail:luoying2002521@163.com