基于TMS320C6678的SAR方位向预滤波器的并行实现

张开生 向 聪 马 可

(西安电子工程研究所西安710100)

信号数据处理

基于TMS320C6678的SAR方位向预滤波器的并行实现

张开生 向 聪 马 可

(西安电子工程研究所西安710100)

为了降低合成孔径雷达(SAR)方位预处理在FPGA上实现的复杂度，提高软件调试和开发的效率，本文提出了一种基于TI的TMS320C6678单芯片多核DSP并行实现方位向预滤波的方法，该方法首先将预滤波原始数据按照距离向分段，对距离分段后的数据分配给8个核以实现并行处理，其次用时域相关法精确估计回波信号的多普勒中心频率，然后利用傅里叶变换的谱搬移特性自适应调整滤波器中心频率，最后在时域实现预滤波和降采样功能。该方法相对于传统方式而言，在提高滤波输出信号的信噪比的同时可以灵活改变滤波器参数，提高系统灵活性。

成像预处理;TMS320C6678;降采样

0 引 言

合成孔径雷达(synthetic aperture radar，SAR)是一种大带宽、高分辨率的成像雷达系统。对于SAR实时成像雷达而言，为了提高系统的信噪比，往往采用较高的脉冲重复频率(Pulse Recurrence Frequency，PRF)，以此在特定积累时间内获得较高的信噪比，同时减少发射机峰值功率［1］，另外也可以减小运动平台上天线的尺寸。但对于雷达信号处理而言，方位向的采样率等于PRF，而该PRF一般是回波多普勒的几倍，方位向采样率存在冗余［2］，因此为了在保证方位向分辨率的同时降低信号处理的运算量，可对方位向进行预滤波或者降采样。由数字信号处理相关知识可以得到，如果采用直接抽取的方式，将不能提高信噪比，而如果采用滤波方式则信噪比会提高N倍，通过降采样还可以降低数据率和数字信号带宽［3］。因此预滤波的主要目的是在滤除成像带宽之外的多普勒频率的同时，降低数据率，提高信噪比，降低数字信号带宽，另外在设计滤波器时应当考虑抑制频谱混叠。

针对以上问题，本文提出了一种自适应调整滤波器中心频率，并在TMS320C6678平台上利用多核并行实现多普勒中心频率估计、预滤波和降采样功能的方法。首先论述了在方位向使用常用的固定中心频率滤波器的不足和自适应调整中心频率滤波器的优点，其次介绍了多普勒中心频率估计的理论基础，然后对如何利用多核并行实现自适应预滤波进行了介绍，最后通过对实测数据进行并行预滤波处理，并对测试结果进行了详细分析。

1 方位向自适应滤波

根据SAR成像原理［4］，在正侧视情况下，如果飞机飞行轨迹同成像区域中心严格平行时，回波的多普勒中心频率fdc为0;而在实际情况下，如飞机振动、气流扰动等因素会干扰飞行轨迹与成像区域之间距离，使得方位向回波数据的中心频率为fdc，同时在持续成像过程中，fdc值会随着环境等变化。

对于SAR回波数据而言，回波数据是由快时间域和慢时间域组成的二维数据平面，其中快时间域为每个PRF的距离向回波数据，慢时间域为发射的PRF，称为方位向数据［5］。数据到达的具体方式如图1左侧所示的方位向和距离向二维数据平面。

图1 SAR方位向预滤波

对于SAR成像而言，原始数据在方位向采样存在带宽冗余，为了减少后续成像处理的数据量和提高信号的信噪比的同时避免直接抽取造成的频谱混叠，实际工程中常用方位向采用截止频率为B'的FIR滤波器实现方位向数据预滤波和降采样，以降低后续信号处理的数据量［6，7］，其中B'= PRF/P为成像多普勒带宽，P为方位向降采样率。FIR滤波器数学表达式如下:

其中N为FIR滤波器阶数，h(i)为第i阶FIR系数，x(i)为第i个输入样本，因此对于某一条方位向输出即为原始数据与对应的FIR系数相乘之后的累加结果，如图1所示，其中h(1)......h (n)为FIR滤波器系数，相邻两条输出数据的输入方位向数据之间的差值为降采样率P，即计算下一个滤波输出时方位向输入数据起始步进值。另外为了使得在噪声功率一定、输入信号随机情况下保持输出信号较高的信噪比，需要根据输入信号特性对滤波器进行自适应调整。

由于SAR回波功率谱同天线方向图相同，其关于fdc对称，当fdc=0时，低通滤波器可以有效的滤除通频带之外的无用信号，保持较高的信噪比，如图2(a)所示;但大多数情况下fdc≠0，使得信号中心频率与滤波器中心频率不相等，此时滤波器会抑制回波信号通频带外侧的信号功率，从而降低滤波输出的信噪比，如图2(b)所示;为了在fdc≠0时获得尽可能大的输出信噪比，可以采用中心频率始终等于回波的fdc的带通滤波器，从而使得信号全部通过滤波器，如图2(c)所示。

对于带通滤波器设计而言，根据傅里叶变换的相关性质

图2 滤波器对回波功率的影响

即频域频移相当于时域相位叠加，因此在实际处理过程中在时域对FIR滤波器的因子fdc和索引值相关的指数项ej2πfdcn，即可得到对应的带通滤波特性。

因此上述带通滤波器的核心问题为对回波的中心频率fdc进行估计，对fdc估计的精确程度将直接影响滤波器输出信号的信噪比，常用的fdc估计方法有［8］:惯导法、时域相关法、谱峰估计法等。综合考虑算法复杂度、精度以及在DSP上实现的可行性等，采用时域相关法对fdc值进行精确估计。在时域对多普勒中心进行估计的理论依据是:信号的功率谱与其相关函数之间成傅里叶变换对关系。设在没有多普勒中心偏移时，回波在方位向的功率谱为S0(f)，对应的相关函数为R0(τ)。则在有多普勒偏移时，功率谱Sh(f)为S0(f－fdc)，其相关函数为［9］

因此可以通过Rh(τ)的相角估计fdc值。由于方位向回波是以1/PRF为周期进行采样的，因此Rh(τ)=Rh(kT)，T=1/PRF，k为相邻两个距离点采样时间为采样周期倍数，因此取k=1，可得fdc的精确估计算法为

其中s(r，tm)为第r个距离单元第m个方位向回波信号。

2 基于TMS320C6678的并行实现

预滤波处理主要采用TI公司的多核DSP芯片TMS320C6678实现。该DSP芯片由8个核组成，每个核内部有32kB L1D、32kB L1P、512KB L2 RAM，8核共用4MB共享存储器，可以通过外部共享总线挂接容量多大8GB的DDR3。在本设计中，将内部的L1存储器作为Cache使用，用以加速程序执行效率，程序和内部数据缓冲区放置在每个核的L2存储器中，将接收到的距离向数据按数组格式放置在外部存储器DDR3中。

下面介绍SAR回波数据并行预滤波处理在TMS320C6678 8核DSP上的具体实现过程。将8个核中的第1个核作为并行处理的主控制核，其主要功能是:利用EDMA实现外部数据的搬移、输出数据发送、当接收数据满足处理条件时，利用核间中断通知从核开启并行处理、从核处理完毕之后主核将所有从核结果进行同步。其余7个核作为并行处理的从核，在上电初始化之后等待主核的核间中断，接收到主核发送的核间中断之后，进行对应处理阶段的数据处理，处理完毕之后发送一个处理完毕标识通知主核处理完毕，当主核查询到所有从核本阶段处理完毕之后，再开启下一阶段处理，主核与从核的具体处理流程见图3。

图3 并行处理流程

具体实现流程为:

1)首先当主核接收到一条距离向数据时，利用EDMA将数据存储到DDR3的二维循环数组中，循环数组的第一维大小至少大于等于N+P (N为FIR滤波器阶数，P为降采样率);

2)当接收到P条方位向数据时，主核向所有从核发送核间中断，启动时域相关值计算;包含主核在内的8个核并行计算每个距离段的相关值并求和，每个核处理数据段如图4所示;

3)处理完毕之后将处理完毕标识置位，此时从核等待下一阶段处理的核间中断，当所有核的处理完毕标识置位之后，主核向从核发送下一阶段的核间中断，开启下一阶段的预滤波处理;在预滤波之前将每个距离段的相关值求和，得到全距离段相关值Rh(T);

4)然后用式(4)得到的fdc精确估计值;然后将该fdc值以及方位向索引值n作为指数项乘以FIR滤波器系数，得到自适应带通滤波器系数h(n);

5)最后按照式(1)将每条距离线同其对应滤波系数进行乘累加，最终输出对应距离段的预滤波结果。

图4 并行处理数据分段情况

3 实验结果与分析

利用SAR回波信号形式如下:

其中A为回波幅度，t为第r个距离单元的相对回波时间，n为方位向回波号，T=1/PRF为方位向采样间隔。

利用上式构造仿真原始数据fdc=350 Hz，且在回波中加入两个幅度较小的杂波，频率分别为100 Hz和900 Hz，用于模拟成像带宽之外的多普勒频率，原始数据方位向频谱如图5－(a)所示;采用上述并行处理方法在距离向分成8个距离段，根据式(5)将相邻两个方位向数据进行共轭相乘得到相关值Rh(T)，所有核并行处理完毕后，将所有距离段的相关值求和得到全距离段相关值然后根据式(4)得到全局fdc估计值，如图5－(b)所示，其中估计得到的fdc值有所波动是由于载机不平稳和杂波频谱造成;由于预滤波之后信号采样率变为方位向采样率(PRF)除以降采样率P，因此预滤波输出带宽为250 Hz，而自适应滤波器的中心频率利用式(3)调整到fdc进行预滤波处理，其中带通滤波器特性如图5－(c)所示;最后每个核对相应距离段进行预滤处理，处理之后每个距离点的方位向频谱如图5－(d)，通过自适应带通滤波和降采样之后的数据直接送过成像处理单元，以进行成像处理。

图5 预滤波过程

通过实验测试，当输入距离向点数为8192点，滤波器为128阶，降采样率为20，8核并行处理的情况下，预滤波消耗2148108个时钟周期，通常TMS320C6678运行频率为1 GHz，则整个处理时间约为2.1 ms，而对于成像而言，如果 PRF为1 KHz，则需要在20 ms之内处理完毕，因此上述并行方法满足实时处理要求。

4 结论

以上理论分析和实测结果表明，采用单片多核DSP的方法能够实现以往由FPGA复杂逻辑实现的预滤波处理，并且该方法可以自适应调整滤波器中心频率，提高输出信号信噪比，同时这种方法相对于FPGA处理方法，所有功能由软件实现，调试简单，且在处理过程中可以改变滤波器参数以及将采样率，使得程序调试简单且可操作性强，因此在成像方位向数据的预处理方面有一定的应用前景。

［1］B.R.Mahafza，A.Z.Elsherbeni.雷达系统设计MATLAB仿真［M］.北京:电子工业出版社，2009.

［2］陈佳莹，禹卫东.基于TMS320C6415实现机载SAR方位向预滤波处理［J］.微计算机信息，2006，22 (23):58－60

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［5］保铮，刑孟道，王彤.雷达成像技术［M］.北京:电子工业出版社，2014.

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［9］姜毅.无人机载SAR实时成像处理技术研究［D］.南京理工大学，2011.

Parallel Implementation of SAR Pre－filter in Azimuth Based on TMS320C6678

Zhang Kaisheng，Xiang Cong，Ma Ke
(Xi’an Electronic Engineering Research Institute，Xi’an 710100)

To reduce complexity of synthetic aperture radar(SAR)preprocessing in azimuth on FPGA implementation，improve the efficiency of software debugging and development，a mehtod based on TI’s TMS320C6678 single－chip multicore DSP to achieve parallel implementation of pre－filtering in azimuth is presented，by which，the prefiltering raw data is firstly segmented in range，and the range segmented data are assigned to 8 cores so as to implement parallel processing;and secondly，the Doppler central frequency of echo signal is estimated preciselly by using time domain correlational method，then central frequency of filter is adjusted adaptively by using specturm movable characteristics of Fourier transform，and finally prefiltering and downsampling function in time domain is implemeted.Comparing with conventional method，using this method can alter parameters of filter flexibly and improve flexibility of system while increasing signal－to－noise ratio of filter output signal.

Imaging preprocessing;TMS320C6678;downsampling

TN952

A

1008-8652(2016)04-056-05

2015-12-23

张开生(1988－)，男，硕士研究生。主要研究方向为雷达信号处理技术。