高PF全电压可变负载BCM单级APFC反激变换器环路设计

林杰辉， 潘永雄， 苏成悦， 孙安全

(广东工业大学 物理与光电工程学院，广东 广州 510006)



高PF全电压可变负载BCM单级APFC反激变换器环路设计

林杰辉， 潘永雄， 苏成悦， 孙安全

(广东工业大学 物理与光电工程学院，广东 广州 510006)

摘要:为解决临界模式(Boundary Conduction Mode，BCM)单级有源功率因数校正 (Active Power Factor Correction，APFC)反激变换器在全电压输入和可变负载条件下功率因数 (Power Factor，PF)值不稳定甚至严重下降的问题，本文在分析电压型BCM单级APFC反激变换器的环路基础上，提出可稳定PF值的反馈补偿网络，并通过一台30 W的电压型BCM单级APFC恒压输出反激变换器实验样机进行验证.实验结果验证了本文设计的反馈补偿网络的有效性.

关键词:环路设计； 全电压； 可变负载； BCM； APFC； 反激

为了提高照明的舒适性，越来越多场合的照明需要进行调光[1-3].但是在全电压范围内，不管工作在何种亮度下导致LED驱动电源功率因数(PF)值下降的问题不容忽视.目前国内外已经制定了LED灯具的谐波限制标准.为满足节能环保的要求和国际标准(IEC61000-3-2:2009)，在全电压输入和可变负载情况下保持较高PF的LED驱动电源成为了可调光LED驱动电源的发展趋势[4].

为了降低成本、减小体积、提高PF和效率，中小功率LED驱动电源往往采用BCM单级APFC反激拓扑结构[5-6].本文在分析电压型BCM单级APFC反激变换器PF值随输入电压、负载变化特征基础上，提出了有效稳定PF的反馈补偿网络设计规则.实验表明该反馈补偿网络设计规则通用性强，在实际应用中取得了很好的效果.

1BCM单级APFC反激PF值的影响因素

1.1BCM单级APFC反激变换器PF的分析

当输入电压为理想正弦波时，BCM单级APFC反激变换器功率因数[7]为

(1)

用MATLAB对式(1)仿真,可得临界模式单级PFC反激变换器PF与比例系数KU的关系曲线,如图1所示.

图1　不同KU下的PF

由图1可以看出, PF值是KU的递减函数.由此可知在宽输入电压范围条件下,由于电源的输出电压是恒定的,则反射电压是一直固定的,所以输入电压越高，KU的值就越大.因此,在这种情况下,变换器输入电压越高其功率因数就越低.

1.2BCM单级APFC反激环路的影响

FAN7930B是Fairchild半导体公司推出的一款工作于BCM的电压型PFC控制器[8-10]，它不需要检测经整流后的AC线路电压信号，不需要内部乘法器电路，从而节省功率.FAN7930B与电流型BCM PFC 控制器一样，在电感电流达到零时开关(MOSFET)导通，但是开关关断取决于内部的锯齿波信号.FAN7930B引脚INV与引脚COMP之间的内部电路为电流型跨导运算放大器，不同于电流型BCM PFC控制器[11-12]的电压型运算放大器.

(2)

不同输入电压下和不同负载下控制至输出的传递函数G(s)如图2所示.

图2　控制至输出的传递函数

由图2(a)可知，增加输入电压会使直流增益G(DC)和截止频率增加，但是输出极点不变；由图2(b)可知，减轻负载会使直流增益G(DC)增加，输出极点减小，但是截止频率不变.

综上可知，在全电压输入和可变负载情况下，BCM单级APFC反激的控制至输出函数直流增益G(DC)、输出极点和截止频率改变，导致了环路的不稳定，使得PF不稳定甚至严重下降.

2环路设计

2.1理想环路频率特性曲线

开关电源理想环路幅频T(f)特性、相频θ(f)特性曲线如图3所示.

理想环路频率特性的主要特征如下：

(1) 从直流到低频段，幅频特性增益越大越好，可使得直流输出电压UO误差达到最小.

(2) 在穿越频率fC处，幅频特性增益为0 dB，环路放大倍数为1.穿越频率fC大小需适中，可使闭环系统具有良好的响应速度和优良的抗干扰性.

(3) 确保幅频特性曲线以-20 dB/十倍频斜率穿越0 dB横轴点，在穿越频率fC处有45°以上的相位稳定裕度，即φm>θ(fC)-(-180°)>45°.反馈补偿网络本身就存在-180°相移，环路传递函数T(f)最多只能有-135°相移.

图3　理想的环路波特图

(4) 在幅频特性曲线中，当f>(2～3)fC时，幅频特性曲线最好以-40 dB/十倍频甚至更大斜率衰减，可使得尽可能削弱高频噪声.

(5) 在相频特性曲线中，当环路相移达到-180°时，幅频特性曲线增益Gm<-6 dB.

系统反馈补偿网络的设计步骤：

(1) 在开关电源环路设计中，找出开环传递函数G(s) (控制到输出)，画出开环传递函数的幅频特性和相频特性曲线；

(2) 确定穿越频率fC，选择与开环传递函数相匹配的补偿网络，推算出反馈传递函数H(s)(输出到控制)中零点、极点的范围；

(3) 确定反馈补偿网络中各元件参数.

2.2反馈补偿网络设计

基于PC817A和TL431配合的反馈补偿网络设计如图4所示.由于在设计中运用了TL431内部的反馈运算放大器，所以在光耦连接FAN7930B时, 略过了FAN7930B的INV引脚内部跨导运放, 直接把误差输入接FAN7930内部运放的输出端COMP引脚.这种设计可以把反馈信号的传输时间缩短一个放大器的传输时间, 使电源的动态响应更快[16].

2.3反馈补偿网络分析

(3)

当C1≫ C2时，式(3)可化简为

(4)

(5)

图4　反馈补偿网络

仅考虑交流分量，由运放的虚短虚断原理和KCL，可得

(6)

PC817A内发光二极管电流为

(7)

仅考虑交流分量，光耦内LED工作电压UF、稳压二极管电压UZ几乎不变，由式(7)可得

(8)

仅考虑交流分量，设PC817A光耦电流传输比为KCTR，则PC817A输出电流为

ΔIC=KCTR×ΔIF,

(9)

(10)

其中RCS为电流取样电阻.

仅考虑交流分量，可得

(11)

由式(3)～(11)可得，反馈补偿网络传递函数为

(12)

反馈补偿网络的零极点分别为

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

2.4反馈补偿网络参数设计

基于上述设计方法，笔者制作一台最大输出功率为30 W的电压型BCM单级APFC恒压输出反激变换器实验样机,主要的设计指标如下.

市电频率50 Hz；输入电压90～265 V；最小开关频率66 kHz；最大输出功率29.7 W；输出电压82.7 V；最大输出电流360 mA；目标效率90%；输出纹波电压4 V.

实验选取输出电容COUT=330 μF，变换器满载输出电流IOUT=360 mA，由式(2)可得，最大输出极点为

(18)

由于穿越频率fC必须小于市电整流后频率的1/2，一般取市电整流后频率的1/10至1/5，当市电为50 Hz时，穿越频率为

fC∈(10,20)Hz .

(19)

(1) 当C2减小时，fPC增大，PF会降低；当C2增大时，fPC减小，PF会上升.但是C2不能无限增大，会导致环路不稳定，可在fC

(3) 同理，在fP

(20)

(21)

(22)

(23)

即由式(18)～(23)可知，为使得环路稳定，反馈补偿网络零极点设计规则为

(24)

由式(17)～(23)可知，在满载或轻载时，为使得环路稳定，环路各频率点关系必须满足

(25)

满载和轻载时环路的波特图如图5所示.

图5　环路的波特图

3实验结果

当输入电压为220 V时，PF与负载变化的关系曲线如图6所示.由图6可以看出，常见的BCM单级APFC反激变换器PF曲线[17]中PF随负载减小急剧下降，本文设计的电压型BCM单级APFC反激变换器PF曲线中,PF在满载和40%负载之间保持稳定，在40%负载和20%负载之间下降，但是在20%负载时PF仍然大于0.925.PF随全电压输入的变化如图7所示.由图7可以看出，变换器在全电压输入的范围下，PF大于0.975.效率随全电压输入的变化如图8所示.由图8可以看出，变换器在全电压输入的范围下，效率大于等于0.88.PF随输出负载变化的关系如图9所示.由图9可以看出，在输入电压为220 V时，负载从满载至40%负载的变化过程中，PF大于等于0.98，从40%负载至20%的过程中，PF下降至0.925.在输入电压为110 V时，负载从满载至20%负载的过程中，PF大于等于0.98.

图6　输入电压为220 V时负载变化下的PF

图7　全电压输入下的PF

4结论

本文在分析了电压型BCM单级APFC反激变换器PF值随输入电压高低、负载轻重变化特征基础上，提出了有效稳定PF的反馈补偿网络设计规则.实验结果表明，输出负载减小，PF先轻微上升后轻微下降，PF稳定在高PF区间.在输入电压为220 V时，20%负载时PF仍然大于0.925.通过30 W的电压型BCM单级PFC反激变换器样机验证，证实了该反馈补偿网络设计规则通用性强.

图8　全电压输入下的效率

图9　负载变化下的PF

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Loop Design of High PF BCM Single-stage APFC Flyback Converter under Full Voltage and Variable Load

Lin Jie-hui, Pan Yong-xiong, Su Cheng-yue, Sun An-quan

(School of Physics and Optoelectronic Engineering, Guangdong University of Technology, Guangzhou 510006,China)

Abstract:In order to solve the problem of BCM (boundary conduction mode) of single stage APFC (active power factor correction) flyback converter PF (power factor) that is not stable or even declines seriously under full voltage and variable load, a feedback compensation network is proposed to effectively stabilize PF, based on the analysis of the loop of voltage-mode BCM single-stage APFC flyback converter. Through a 30W voltage-mode BCM single-stage APFC flyback converter experimental prototype. The experimental results verify the validity of the feedback compensation network designed.

Key words:loop design; full voltage; variable load; boundary conduction mode(BCM); active power factor correction(APFC); flyback

收稿日期:2015- 04- 16

基金项目:广东省高等学校学科建设专项资金资助项目(2014KTSCX058)；广东省信息产业发展专项现代信息服务业资助项目(2150510)；中山市科技强企项目(2013B3FC0002)

作者简介:林杰辉(1990-)，男，硕士研究生，主要研究方向为开关电源、LED照明技术.

doi:10.3969/j.issn.1007- 7162.2016.03.005

中图分类号:TN86

文献标志码:A

文章编号:1007-7162(2016)03- 0026- 06