汽车控制器电源反接保护电路设计

吕科，王冬，石正鹏，刘珂路

（1.湖北汽车工业学院汽车工程学院，湖北十堰442002；2.奇瑞商用车（安徽）有限公司，安徽芜湖241009）



汽车控制器电源反接保护电路设计

吕科1，王冬2，石正鹏2，刘珂路1

（1.湖北汽车工业学院汽车工程学院，湖北十堰442002；2.奇瑞商用车（安徽）有限公司，安徽芜湖241009）

摘要：电源反接保护是汽车控制器电源电路的基本要求之一。本文以某车型电动助力转向控制器为例，根据该控制器工作电压和工作电流设计了3种汽车控制器电源反接保护电路，通过直流电子负载加载实验证明了3种电路的可行性。并根据实验曲线指出了所设计的3种电路应用范围。

关键词：汽车控制器；电动助力转向；电源反接保护；直流电子负载

随着汽车电子控制技术的发展，汽车控制器在汽车上的使用越来越广泛。绝大多数汽车电子控制器采用以发电机为主、蓄电池为辅的低压直流供电［1］。在汽车进行电气系统维护或者是蓄电池严重亏电需要外部充电的情况下，汽车蓄电池有可能被拆下重新连接。虽然蓄电池电极通过颜色和大小防止用户接错，但是短暂的反接还是有可能存在。另外，汽车线束生产过程中也存在小概率的电源供电极性反接的错误。汽车电子控制器中采用了大量的微观上由三极管与二极管构成的集成电路，电源反接将导致短路，很可能对电子控制器造成致命的损坏。本文中以某车型电动助力转向控制器为例设计出几种汽车控制器电源反接保护电路，围绕其优缺点进行讨论。该控制器最大持续工作电流为16.2 A，供电电源标称电压为12 V，实际要求工作电压范围是6～16 V［2］。

1　二极管电源反接保护

电源反接保护最简单的方法是在控制器供电正极回路上串联二极管如图1所示。当电源反接施加反向电压时，由于二极管PN节的正向导通作用，此时反向电压将被截止，使得供电电流不构成回路从而保护了控制器。由于二极管PN接正向导通存在正向压降Vf，控制器工作电流If流过二极管将产生一定的损耗，损耗功率为

Ploss=Vf×If（1）

损耗在二极管上的功率最终以发热的形式散到大气中。Vf是二极管本身的特性，且随二极管工作电流以及工作温度的改变而发生变化。当控制器工作电流一定时，Vf越小意味着损耗功率越小。因此选择二极管作为电源反接保护器件时应尽量选择Vf较小的肖特基二极管并具备足够高的反向耐压值。二极管方案选择大功率肖特基二极管MBRB20200作为电源反接保护器件，该二极管反向重复峰值电压为200 V，正向平均电流高达20 A。根据MBRB20200数据表查得Vf与电流的曲线，由式（1）计算得到该电路0～10 A的二极管理论损耗功率曲线（图2）。从图中可看出，随着电流增大二极管的损耗功率上升。理论上，电流达到10 A时二极管MBRB20200的损耗功率为8 W，如果没有良好的散热，该二极管温升将十分厉害，严重影响电路的可靠性，若选用其他高Vf的二极管损耗功率会更大。因此采用二极管设计电源反接保护电路优点是简单直接，缺点是损耗较大，在电流较大时为保证电路的可靠性应设计良好的散热。

图1　二极管电源反接保护电路

图2　MBRB20200理论损耗功率曲线

2　P沟道MOSFET电源反接保护

基于P沟道MOSFET的电源反接保护电路如图3所示。在电源正极连接P沟道MOSFET，MOS⁃ FET内部存在寄生二极管。P沟道MOSFET导通条件是在栅源极施加反向电压，电压方向是栅极G电平低于源极S。电源正向接通时，P沟道MOS⁃FET内部二极管导通，源极S电压为电源电压。栅极G通过电阻R接负极，该MOSFET导通并为控制器提供电流。当电源反接时，内部二极管截止，栅极电压为正，P沟道MOSFET不导通，从而防止反向电流进入控制器。

图3　P沟道MOSFET电源反接保护电路

图3中15 V稳压管Z起到限压保护栅极的作用。MOSFET导通时，其电压降与电流大致成正比，类似于电阻的特性，因此往往用导通电阻RON来衡量MOSFET导通能力。用MOSFET作为电源反接保护器件时，MOSFET处于长时间接通或长时间关闭的工作状态下，因此MOSFET的开关损耗在本文中可忽略不计。在电源反接保护电路中，MOS⁃FET的损耗功率

Ploss=I2fRON（2）

从式（2）可看出，导通电阻越小MOSFET损耗越小。选取汽车级P沟道MOSFET TJ80S04M3L，其漏极电压高达40 V，饱和区栅源极电压VGS的范围是［-20，-6］V，完全导通时导通电阻典型值低至0.004 Ω，漏极直流电流高达80 A。与前面采用二极管MBRB20200的电源反接保护方案相比，在10 A电流时该电路损耗理论上仅为0.4 W，大大降低了损耗。但是该电路比二极管方案稍显复杂。

3　N沟道MOSFET电源反接保护

由于微观结构上的差异，N沟道MOSFET的导通内阻可以做得比P沟道MOSFET更小，过流能力比P沟道MOSFET更强［3］。基于N沟道MOSFET的汽车控制器电源反接保护电路设计如图4所示。

N沟道MOSFET完全导通条件是在栅源极施加正向电压，电压方向是栅极G电平高于源极S。电源正向接通时，源极S电平为电源电压，要使得N沟道MOSFET导通就必须在栅极G施加高于电源的电压，因此需要采用电荷泵电路升压驱动该MOSFET。采用集成电荷泵芯片MC33198进行N沟道MOSFET驱动。图4中二极管DP起到MC33198反接保护的作用，集成电荷泵芯片工作产生高于电源的电压施加在栅极G，N沟道MOS⁃FET导通与内部寄生二极管一起为负载提供电流。当电源反接时，二极管DP反向截止导致MC33198不工作且处于高阻状态，栅极G无法获得高于源极S的电压，N沟道MOSFET截止防止反向电流形成环路，从而实现了电源反接保护。选取汽车级N沟道MOSFETTK80S04K3L进行汽车控制器电源反接保护，该MOSFET漏极电压高达40 V，饱和区栅源极电压VGS的范围是［6，20］V，完全导通时导通电阻RON典型值低至0.0024Ω，漏极直流电流高达80 A。在10 A电流时该电路损耗理论上低至0.24 W，其损耗比P沟道MOSFET方案更低，但是要增加复杂的集成电荷泵电路。

4　实验测试分析

本文中对3种电路进行了带载实验，实验方法是采用安捷伦高精度大功率电源为3种电源反接保护电路供电，采用高精度直流电子负载模拟保护电路连接的负载，如图5所示。

图5　加载实验连接图

实验过程中，电源输出功率为Psource，直流电子负载吸收的功率为Pload，可从上述仪器直接读出。电源输出一定功率至负载，负载获得的功率小于电源输出功率，少掉的部分即为损耗功率Ploss=Psource-Pload（3）

实验过程中电源与反接保护电路及负载构成环路，由直流电子负载读取的电流等于电源输出电流和流过反接保护电路的电流。实验环境温度为23℃，散热方式均为电路板自然散热，电源输出电压恒定为电路最高工作电压16 V［2］。实验采用镀金连接器及额定电流120 A的10 AWG美标纯铜电缆线。电源反接时，负载电流均为0，可见几种电路都能够实现电源反接保护。电源正向接通的加载实验数据如表1所示。

表1　不同电路正向加载实验数据

电源正向接通时，上述电路中二极管方案与P沟道MOSFET方案的损耗对比实验曲线如图6所示，可以看出P沟道MOSFET损耗功率远小于二极管方案。在实验过程中，二极管MBRB20200由于损耗功率较大发热严重，本实验电流20 A时其温度高达143℃，温度的升高导致正向压降Vf减小而使损耗功率增幅放缓。MOSFET导通电阻RON为正温度系数特性，温度升高引起导通电阻上升，在后期随着电流增大，损耗功率增幅明显提高。

图6　二极管与P沟道MOSFET损耗功率对比曲线

正向工作时P沟道MOSFET方案与N沟道MOSFET方案的对比实验曲线如图7所示，N沟道MOSFET导通电阻小，其损耗功率相比P沟道MOSFET下降。由于损耗功率增加导致MOFET温度升高，2种MOSFET在大电流时损耗功率明显上升。根据式（2）损耗功率与电流的平方成正比，2 种MOSFET的损耗功率随电流变化明显。

图7　P沟道与N沟道MOSFET损耗功率对比曲线

使用MOSFET作为电源反接保护器件的争论点是汽车电磁兼容性EMI负脉冲输入测试［4-5］，12V系统脉冲测试波形如图8所示［4］。

图8　汽车控制器电磁兼容性负脉冲测试电压波形

在该实验中，二极管方案没有出现故障。2种MOSFET方案在多次负脉冲冲击中出现了雪崩击穿，电路严重发热。解决问题的方法是在源漏极间并联大功率瞬态电压抑制管（TVS）进行箝位保护，采用此方法后脉冲能量由TVS吸收，再次实验中MOSFET没有出现雪崩击穿。

在N沟道MOSFET方案中，集成电荷泵电路由于有二极管DP的保护没有受到负脉冲的破坏，但与其它方案相比可靠性方面多了电荷泵电路故障的可能性。根据上述分析及实验曲线得出3种电路成本、电磁兼可靠性、过流能力的对比如表2所示。表2中字母“A”越多表示方案越优。

表2　不同电路方案对比

5　结论

本文中以某车型电动助力转向控制器参数为例，该控制器工作电流较大，综合考虑电路过流能力与可靠性及成本，最后选择了P沟道MOSFET方案。对于其它控制器设计思路同上，方案中的器件要根据工作电压、工作电流以及成本进行选型，最终以带载实验进行验证。综上分析，二极管方案适用于电流较小的应用，例如汽车CAN总线网关，并应尽量选取正向压降较小的高压肖特基二极管。控制器工作电流较大时，应选取MOSFET来进行电源反接保护，并且电流很大时应尽量选取导通电阻较小的N沟道MOSFET方案，同时应采取合理的散热措施。MOSFET容易受到浪涌电压的冲击导致损坏［5］，MOSFET应用到汽车电源电路中应结合TVS管一起使用。

参考文献：

［1］王绍銧，夏群生，李秋建.汽车电子学［M］.北京：清华大学出版社，2006：263-290，403-407.

［2］全国汽车标准化技术委员会.汽车电气设备基本技术条件：QC/T 413—2002［S］.北京：中国标准出版社，2002.

［3］张云，徐衍亮，李豹.基于动态电源的MOSFET驱动优化［J］.电工技术学报，2013（12）：270-271.

［4］全国汽车标准化技术委员会.道路车辆由传导和耦合引起的电骚扰：第2部分沿电源线的电瞬态传导：GB/ T 21437.2—2008［S］.北京：中国标准出版社，2008.

［5］王毅.功率MOSFET的失效分析及其驱动设计［D］.武汉：武汉理工大学，2014：13-34.

［6］梅建伟，姜木霖，刘杰，等.基于电流馈电拓扑的车载直流变换装置研制［J］.湖北汽车工业学院学报，2013，27（1）：29-32.

Circuit Design of Reverse Power Supply Protection for Automotive Controller

Lü Ke1, Wang Dong2, Shi Zhengpeng2, Liu Kelu1
（1. School of Automotive Engineering, Hubei University of Automotive Technology, Shiyan 442002, China; 2. Chery Commercial Vehicle (Anhui)Co. Ltd., Wuhu 241009, China）

Abstract:Reverse power supply protection is one of the basic requirements of automobile controller power supply circuit. Taking a vehicle EPS controller as an example, according to the controller work⁃ing voltage and current, three kinds of reverse power supply protection circuits of automobile controller were designed. The feasibility of three kinds of circuit was proved by DC electronic load experiments. Accordingto the experiment curves, application range of three designed circuits was pointed out.

Key words:automobile controller; EPS; reverse power supply protection; DC electronic load

作者简介：吕科（1982-），男，四川广安人，硕士，主要从事汽车电子控制方面的研究。E-mail：lvke153@163.com

基金项目：汽车动力传动与电子控制湖北省重点实验室项目资助（ZDK1201303）

收稿日期：2015-12-01

doi：10.3969/j.issn.1008-5483.2016.01.002

中图分类号：U463.6

文献标识码：A

文章编号：1008-5483（2016）01-0006-04