基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高升压增益Boost变换器

陈章勇许建平吴建雪邱海波

（1.西南交通大学电气工程学院 成都 6100312.西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室 成都 610031）



基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高升压增益Boost变换器

陈章勇1,2许建平1,2吴建雪1,2邱海波1,2

（1.西南交通大学电气工程学院 成都 610031
2.西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室 成都 610031）

摘要提出一种基于LC吸收单元的耦合电感倍压单元高增益Boost变换器。在Boost变换器中引入耦合电感倍压单元，通过调节耦合电感变比，可实现Boost变换器的高升压增益特性。同时，引入LC吸收电路网络，回收了漏感能量，抑制了开关管两端的电压尖峰，从而可通过选取低导通电阻、低电压等级的MOSFET，以降低变换器成本和开关管的导通损耗，提高变换器的效率。提出的变换器消除了耦合电感的二次侧漏感与输出二极管寄生电容带来的二极管电压尖峰振荡问题，从而减小了二极管的电压应力，进一步改善了变换器的效率。此外，采用LC吸收电路的高增益变换器具有输入电流连续、易实现高升压增益特性的优点，适用于新能源发电领域。详细分析了该变换器的工作原理及工作特性，给出了关键参数的设计原则。最后，通过实验结果验证了理论分析的正确性。

关键词：LC吸收电路 高增益 耦合电感倍压单元 输入电流连续 新能源

国家自然科学基金（51177140），中央高校基本科研业务费专项资金（2682013ZT20）和2014年西南交通大学博士创新基金资助项目。

0 引言

高升压增益变换器广泛应用于不间断电源系统、光伏、燃料电池等新能源系统等工业领域[1,2]。受电路寄生参数的限制，传统Boost变换器升压增益受限，为了获得高升压增益，Boost变换器需要工作于极限占空比，导致开关管和二极管损耗增大，变换器效率较低。基于电压举升单元[3]、开关电容单元[4-7]、耦合电感或隔离变压器[8-26]的高升压增益变换器已得到广泛研究。然而，升压增益越高，需要采用的级联单元或开关电容单元越多，增加了变换器的成本和电路复杂度。基于耦合电感的变换器拓扑，通过调节耦合电感变比实现变换器的高升压增益，越来越受到关注。然而，耦合电感中漏感的存在，在开关管两端产生了严重的电压尖峰，增加了开关管的电压应力，而且电磁干扰严重。

采用无源无损吸收电路[8-10]和有源钳位电路[11,12]可有效解决耦合电感变换器中开关管电压尖峰的难题，但却导致变换器的输入电流断续，增加了变换器输入滤波器的设计难度。文献[13,14]提出的Boost-Flyback变换器，采用Boost单元电路为漏感提供流通路径，漏感能量得到有效利用，变换器效率得到提升，但输入电流仍是断续的。采用交错并联技术[16]可减小输入电流纹波，同时为了实现高升压增益特性，文献[18-22]提出了具有固有变压器单元电路（Built-In Transformer Cell，BITC）的高增益变换器，将电流馈入型隔离变换器中的隔离变压器转换为自耦变压器[17]，同时保持了输入电流连续的优点，但为了解决开关管电压尖峰问题，需要额外增加吸收电路，增加了电路复杂度。级联型高增益变换器[3]存在两种电感，在后级变换器中采用耦合电感技术[23,24]，扩展了变换器的升压增益特性，同时也保持了传统Boost变换器的输入电流连续性，但变换器级联导致效率较低。文献[25,26]提出了Boost变换器集成隔离变换器的解决方案，在获得连续输入电流的同时，实现了变换器的高增益特性，但仍需处理输出端电容均压的问题。

基于以上研究，本文提出了一种基于无源无损LC吸收电路[27,29]的耦合电感倍压单元高升压增益变换器。采用耦合电感倍压技术，扩展了变换器的升压增益，同时，消除了输出二极管两端的电压尖峰振荡，减小了二极管的电压应力。为了解决漏感带来的开关管电压尖峰，采用无源无损LC吸收电路回收漏感能量，抑制了开关管两端的电压尖峰，继而可通过选取低电压应力、低导通电阻的MOSFET以减小导通损耗，从而提升了变换器的效率。此外，采用LC吸收电路的高增益变换器保持了输入电流的连续性，适合于新能源发电应用场合。文中分析了该变换器的工作原理以及工作特性，并且通过实验验证了理论分析的正确性。

1 工作原理分析

1.1 电路拓扑

图1a为基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高升压增益Boost变换器，其等效电路如图1b所示。其中，耦合电感由漏感Ls、电感Lm、电压比为np∶ns的理想变压器构成，Ls＜＜Lm,np∶ns＝1∶n。电感L、电容C1和二极管VD11、VD12组成无源无损吸收电路，在开关管关断时，吸收漏感能量，抑制开关管的电压尖峰。二极管VD1、电容C2和耦合电感L1、L2组成耦合电感倍压单元电路，在提升变换器增益的同时，减小了开关管S1和二极管VDo两端的电压应力。VDo为输出二极管，Co为输出滤波电容，Ro为等效负载电阻。为简化分析，假设：①除反并联二极管与寄生电容外，开关管S1、二极管VD1、VDo为理想器件；②电容C2、Co两端的电压保持恒定。

图1　基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高增益变换器Fig.1 High voltage gain converter with coupled-inductor voltage-doubler cell and LC snubber circuit

1.2 工作模态分析

在一个开关周期内，图1所示变换器存在如图2所示的五种工作模态，变换器的主要工作波形如图3所示。在开关周期开始时刻，励磁电感电流iLm＞0，输出二极管VDo提供续流支路。

图2　变换器工作模态及等效电路Fig.2 Operation modes of the proposed converter

图3　变换器的主要工作波形Fig.3 Typical waveforms of the proposed converter

模态1[t0～t1]：t0时刻，开关管的驱动脉冲到来，开关管S1导通，二极管VDo关断。同时，变压器二次绕组被电容C2钳位，二极管VD1导通，电容C2充电。变压器漏感Ls远小于励磁电感Lm，励磁电感电流iLm线性上升

吸收回路二极管VD12导通，电感L与电容C1发生谐振，谐振电流iD12和电容电压vC1可表示为

式中，Zn为特征阻抗；ω为电感L与电容C1的谐振角频率，； iS1为开关管电流是励磁电感电流与谐振电流之和。当电容C1的电压谐振下降到-Vin时，二极管VD11承受正压而导通，工作模态1结束。此模态的工作时间为

模态2[t1～t2]：t1时刻，开关管S1、二极管VD1继续导通，励磁电感电流iLm继续线性上升。同时，电容电压VC1钳位于负输入电压，二极管VD11导通。此时，电感L两端电压等于输入电压Vin，流过电感L的电流即二极管电流iD12线性下降

由于电感L较小，二极管电流iD12迅速下降到零，当电流iD12下降到零时，此工作模态结束。此模态工作时间为

模态3[t2～t3]：t2时刻，流过二极管VD12的电流iD12下降到零，二极管VD12实现零电流关断，谐振阶段结束。同时，开关管S1、二极管VD1继续导通，励磁电感电流iLm继续线性上升。此模态工作时间

式中，D为开关管的导通占空比；Ts为开关周期。

模态4[t3～t4]：t3时刻，开关管S1关断，耦合电感一次侧漏感Ls与吸收电容C1发生谐振，漏感电流谐振下降，电容C1两端电压谐振上升，可表示为

式中，Z1为特征阻抗，；ω1为漏感Ls与电容C1的谐振角频率，；ILm为励磁电感电流的周期平均值。当输出二极管VDo两端电压下降到零时，二极管VDo导通，此工作模态结束。

模态5[t4～t5]：t4时刻，开关管S1的寄生电容充电完毕，二极管VD1的电流iD1下降到零。此时，励磁电感电流iLm通过输出二极管VDo向负载放电，输出电容Co充电。电感电流iLm线性下降，可表示为

输出二极管VDo续流，直到下一个开关周期驱动脉冲的到来，开始下一个开关周期。

2 工作特性分析

2.1 电压增益特性

由工作模态分析可知，开关管寄生电容充放电时间较短，在进行稳态分析时可以忽略其影响。由图3的关键工作波形和工作模态分析可知，考虑变压器漏感，开关管S1导通阶段，电容C2两端的电压为

式中，k＝Ls/Lm。

在一个开关周期内，励磁电感Lm满足伏秒平衡，可得

联立式（11）、式（12）解得

由此可得，变换器的增益为

图4给出了不同变压器电压比n＝2,3,5、参数k变化时，变换器增益M随开关管占空比D的变化曲线。由图4可知，随占空比D和耦合电感电压比n的增大，变换器增益增大。通过调节耦合电感变比，避免了传统Boost变换器中极限占空比的出现，从而提高了变换器的效率。

图4　变换器的增益曲线Fig.4 Gain of the proposed converter

2.2 元器件的应力分析

由工作模态分析可知，开关管S1关断后，开关管两端电压、变压器一次电压、电容电压VC2和输出电压形成电压回路，由基尔霍夫电压定律可得

式中，VS1,off为开关管关断期间两端电压；Vns,off为开关管关断期间变压器二次电压。考虑在开关管关断瞬间，漏感Ls与电容C1发生谐振，开关管两端电压最大值为VS1,max，即开关管的电压应力可表示为

式中，VC1,max为电容电压最大值，VC1,max具体表达式在后面的分析中给出。

同时，二极管VD1、VDo的电压应力分别为

由式（15）～式（18）可知，开关管S1的电压应力与耦合电感电压比n无关，由占空比D决定。采用耦合电感技术，本文提出的变换器避免了极限占空比的出现，从而选取低占空比降低了开关管S1两端电压应力。同时，二极管VDo的电压钳位在输出电压Vo、二极管VD1的电压应力与耦合电感电压比有关，但始终小于输出电压Vo。然而，传统Boost变换器元器件的电压应力钳位在输出电压，高输出电压导致开关管和二极管的电压应力较高，增加了变换器的成本。因此，本文研究的电路可通过选取低电压等级低导通电阻的MOSFET以减小开关管的导通损耗，通过选取低电压等级的输出二极管VDo以减小反向恢复损耗，在进一步提高变换器效率的同时，也降低了成本。

2.3 吸收电容C1和电感L的设计考虑

对变换器的工作模态1分析可知，吸收电容C1与电感L组成的特征阻抗Zn减小，谐振电路网络的峰值电流增加，电流iD12增加，导致开关管S1的电流应力增大，导通损耗增加，在一定程度上削弱了变换器的效率。因此，为了不增加开关管的电流应力，吸收电容C1与电感L谐振电路交换的能量应小于开关管峰值电流所提供的能量。而且，在开关管S1导通阶段，需要完成吸收电容C1与电感L的谐振过程，由此可得到吸收电感L应满足的范围

式中，VC1,max为电容电压最大值，且vC1（t0）＝ VC1,max；Ton,min为最小导通时间。

在开关管S1关断后，开关管S1寄生电容充电，漏感能量向吸收电容C1传递，当漏感电流iLs下降到与耦合电感二次电流is相等时，电容C1的电压充电到最大值，忽略励磁电感电流纹波，由前面工作模态的分析可知，漏感电流iLs与耦合电感二次电流is满足iLs（t4）＝is（t4）＝ILm/（n＋1）。由能量关系可知，漏感能量一部分传递到吸收电容C1，对电容C1充电，另一部分对开关管寄生电容充电，然而，由于开关管寄生电容相对于电容C1很小，为了简化分析，忽略其影响。因此，电容电压最大值可表示为

式中，流过输出二极管VDo电流的周期平均值等于输出电流

由此可知，励磁电感电流平均值可表示为

3 实验验证

图5　实验平台装置Fig.5 The laboratory experiment prototype

3.1 设计实例

为了验证理论分析的正确性，搭建基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高升压增益变换器实验平台，实验装置如图5所示。变换器的关键参数如下：输出功率Po＝100W，输入电压Vin＝25V，输出电压Vo＝200V，储能电容C2＝2.2μF，输出滤波电容Co＝220μF，开关频率fs＝100kHz。

由变换器参数可知，变换器需要实现的升压比为Vo/Vin＝200/25＝8。既满足变换器高升压增益特性的需求，又将二极管电压应力在允许范围内，选取变压器电压比n＝3，根据式（14）计算出所需的占空比D＝0.5，耦合电感选取TDK公司的ETD34磁心，一、二次侧匝比为14T∶42T，一次侧励磁电感Lm＝40μH，漏感Ls＝1.5μH。由此可以计算储能电容C2两端电压为VC2＝Vinn/（1＋k）＝73.2V，开关管S1的关断电压理论计算值为49.4V，二极管VD1的电压应力为146.4V，二极管VD0的电压应力为200V。考虑一定裕量，选取开关管S1型号STP19NF20（VDSS＝200V，RDS（on）＝ 0.16Ω），二极管VD1和VDo的型号为MUR860CT。由2.3节分析，可选取吸收电容C1＝33nF，由式（20）和式（22）可计算出吸收电容C1的峰值电压为26V。实验中选取满足式（18）条件的电感L＝ 23μH，磁心77930A7，匝数15T，吸收二极管VD11、VD12选取型号HER207。

3.2 实验验证

图6～图9为满载工作时，基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高增益变换器的实验波形。图6a和图6b分别为不采用吸收电路和采用文献[8]提出的吸收电路时开关管两端的电压、电流实验波形，图6c为采取LC吸收电路后开关管S1两端电压和流过开关管电流的波形。由此可知，采用LC吸收电路后，开关管两端的电压尖峰得到抑制，开关管的电压应力降低。图7所示为流过输出二极管VDo的电流波形及两端电压波形，由图7可知，采用倍压单元电路后，消除了二次侧漏感与二极管VDo的寄生电容产生的振荡现象，继而减小了二极管的电压应力。图8为输入电流iin、吸收支路电容电压vC1与二极管电流iD12实验波形，由图8可知，输入电流iin保持连续，主要原因是由于开关管S1关断后，漏感电流通过输出二极管VDo提供流通路径，验证了理论分析的正确性。同样，由图8可知，电容电压最大值的实验测试数据为25V，与理论计算数据基本保持一致，误差造成的主要原因是开关管和二极管寄生参数影响。中间电容电压VC2和输出电压Vo的实验波形如图9所示，测得输出电压和中间储能电容电压分别为Vo＝200V、VC2＝75V，与理论计算值基本保持一致。

图6　不同吸收电路情况下开关管S1电压、电流波形Fig.6 Voltage and current waveforms of switch S1under different snubber circuits

图7　二极管VDo两端电压及电流波形Fig.7 Voltage and current waveforms of diode VDo

图8　吸收电路的电压、电流实验波形Fig.8 Voltage and current waveforms of passive lossless snubber

图9　输出电压与钳位电容电压波形Fig.9 Output voltage and clamped capacitor voltage waveforms

图10为基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高增益升压变换器的效率测试曲线，由图10可知，变换器的最高效率可达到96%，在满载Po＝100W时，变换器的效率为95.5%。变换器效率较高的主要原因在于采用LC吸收电路后，开关管S1两端的电压尖峰得到抑制，继而可采取低电压等级的MOSFET以减小导通损耗，提高变换器的效率。同时漏感能量得到有效利用，进一步改善了变换器的效率。此外，本文提出的变换器拓扑输入电流连续，减小了输入滤波器的设计难度，降低了变换器的体积和成本。

图10　效率曲线Fig.10 Efficiency of experiment results

4 结论

本文提出了一种基于LC吸收电路的耦合电感倍压单元高增益变换器，详细分析了变换器的工作原理及工作特性，搭建实验平台验证了理论分析的正确性。实验结果表明，采用耦合电感倍压单元后，通过合理设计耦合电感电压比，实现了变换器的高增益特性。而且，采用LC吸收电路后，开关管两端的单元尖峰得到抑制，漏感能量得到有效利用。采用倍压单元消除了输出二极管寄生电容与二次侧漏感的寄生振荡现象，从而降低了输出二极管的电压应力，减小了反向恢复损耗。此外，本文提出的变换器具有输入电流连续的特性，简化了输入滤波器的设计。基于以上优点，该变换器非常适合于光伏、燃料电池等新能源应用场合。

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陈章勇 男，1988年生，博士研究生，研究方向为高频隔离DC-DC变换器的软开关技术，无桥功率因数校正技术，高增益DC-DC变换器拓扑等。

E-mail:zhong-yong-ch@126.com（通信作者）

许建平 男，1963年生，教授，博士生导师，研究方向为开关变换器的控制方法，低电压大电流电路拓扑及控制策略研究，电源管理技术，功率因数校正技术等。

E-mail:jpxu-swjtu@163.com

High Voltage Gain Boost Converter Based on Coupled-Inductor Voltage-Doubler Cell and LC Snubber Circuit

Chen Zhangyong1,2Xu Jianping1,2Wu Jianxue1,2Qiu Haibo1,2
（1.School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China 2.The Ministry of Education Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

AbstractA high voltage gain converter with coupled-inductor voltage-doubler cell and non-dissipated LC snubber circuit is presented in this paper.A coupled-inductor voltage-doubler cell is utilized to achieve high step-up voltage gain of boost converter.Meanwhile,non-dissipated LC snubber circuit is used to recycle leakage inductance energy and suppress voltage spike stress of the power switch.Therefore,a MOSFET that has low switch-on resistance and low voltage level can be employed,to reduce the conduction loss and improve cost and efficiency of converter.Furthermore,the voltage-double cell can eliminate the voltage oscillation of the output diode,so reduce the voltage stress of output diode.In addition,the proposed converter with LC snubber circuit has continuous input current and high boost ratio.Therefore,it is suitable for fuel cell or photovoltaic application.Steady state analysis and the operating characteristics of the converter are discussed in detail.Finally,experimental results verify the proposed converter.

Keywords：LC snubber circuit,high voltage gain,coupled-inductor voltage-doubler cell,continuous input current,renewable energy resource

作者简介

收稿日期2014-01-03 改稿日期 2014-05-19

中图分类号：TM46；TM131