基于电流复用技术的亚mW级CMOS VCO设计

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(1.南阳理工学院， 河南南阳 473004；2.郑州大学信息工程学院， 河南郑州 450001)

0 引言

移动收发机逐渐向高数据速率、多频带以及多标准化的特性发展，单个收发机就具有用于多种标准的发送和接收通道，为了尽快使其实用化，对收发机中相关模块的功耗提出了越来越严格的要求[1]。压控振荡器(VCO)作为收发机中的主要模块，在对其进行设计时，需要同时考虑相位噪声、调谐范围以及功耗等性能指标。

目前，CMOS VCO主要可分为环形VCO和LC VCO两类，LC VCO的相位噪声通常优于环形VCO，因此得以广泛应用。LC VCO主要由负阻产生器以及谐振回路组成，负阻产生器由交叉耦合晶体管对实现，谐振回路由在片电感和变容二极管实现。

为了降低射频电路的功耗，提高能源效率，研究者提出了电流复用技术，例如文献[2-3]所设计的放大器，文献[4]更是利用该技术设计了一款功耗仅为1 mW的电流复用技术(CR) VCO。典型的CR VCO电路是非对称的，因此它的输出振幅平衡度较差。针对该缺点，文献[4]提出了电阻补偿技术，然而该技术只适用于特定的频率范围。为了克服此缺陷，本文提出了一种先进的补偿技术，该技术能够在足够宽的频率范围内改善输出振幅的平衡性。

1 CR VCO的补偿技术

图1为不包含有振幅补偿技术的典型CR VCO电路图，由于电路的非对称特性，导致A点和B点处的阻抗不相等，进而导致振幅非平衡，因而出现了多种补偿技术。

图1 典型CR VCO的电路图

图2(a)给出了一种振幅补偿技术，在NMOS的源端插入补偿电阻RC[4-5]。由于该技术易于实现，得以广泛应用。然而，节点A和B处的阻抗随着振荡频率的变化而变化，使其仅适用于特定的频率范围，并且，在片电阻也会受到工艺波动的影响。

为了消除工艺波动的影响，可用MOS晶体管代替电阻，如图2(b)所示[6]。通过调节VB，将图2(b)中的补偿晶体管MC偏置于线性区域，相当于可变电阻，因而消除了在片电阻的工艺波动影响。为了实现每个振荡频率对应特定的VB，应该采用数模转换器(DAC)电路产生VB，导致了较大的功率消耗。

图2(c)为自发式跨导匹配(STM)技术的示意图[7]，在传统的CR VCO电路中插入两个补偿晶体管M3和M4，两个晶体管都被偏置在线性工作区，使其等效为电压控制的电阻器。它的工作原理为首先探测非平衡振幅，然后将振幅误差反馈回补偿晶体管的栅极，实现补偿。STM能够在不额外增加DAC的前提下，实现整个振荡频率范围内的补偿，然而由于STM技术存在4个堆叠的晶体管，使其工作时需要采用较高的工作电压，限制了功耗的降低。

(a)电阻技术

(b)晶体管技术

(c)STM技术图2 补偿技术

2 设计理论

2.1 CR回路

图3给出了典型CR VCO的小信号模型，经计算，可得有效输入导纳Yin为

(1)

式中，gmn和gmp分别为晶体管NMOS和PMOS的跨导，n和p分别定义为

(2)

(3)

式中，gmbn和gmbp分别为晶体管NMOS和PMOS的体跨导，VBSn和VGSn分别为NMOS管的衬底-源极间电压和栅-源极间电压，VSBp和VSGp分别为PMOS管的衬底-源极间电压和栅-源极间电压，ηn和ηp为与晶体管工艺相关的参数，正比于体效应系数γ。

图3 CR VCO的小信号模型

假设晶体管NMOS和PMOS完全对称，那么式(1)可简化为

(4)

由上式可见，如果消除晶体管的体效应，Yin等于-gm/2，此刻等效于交叉耦合晶体管对。

为了使电路可工作于低电压下，可采用体偏置技术，该技术能够减小晶体管的阈值电压，使其可在低电压下工作。然而，体偏置电压的引入增大了电路的直流电流，增加了功耗。在VCO电路设计中，需要综合考虑相位噪声、工作电压、调谐范围以及功耗等指标。

通常情况下，将Yin的绝对值设置成LC谐振回路总跨导的3倍大小，以确保VCO在任何状态下都能开启振荡状态。自偏电压VGSn和VSGp的大小决定于晶体管的尺寸，最优化栅极电压设置成漏极供电电压的一半大小，以取得最大的输出电压摆幅，降低相位噪声。

2.2 基于STM的改进技术

图1中，节点A和B处的电压分为

vA(t)=zA(t)[gMp(t)+gMBp(t)]·vSG(t)

(5)

vB(t)=zB(t)[gMn(t)+gMBn(t)]·vGS(t)

(6)

式中，zA(t)和zB(t)分别为节点A和B处的有效阻抗，这两者的大小取决于MOS晶体管的尺寸和LC谐振回路。由于图1电路结构的非对称性，导致zA(t)≠zB(t)，进而导致输出信号振幅的非平衡性。

为了保持两个输出信号的一致性，应该使得vA(t)=vB(t)，因此有

[gMn(t)+gMBn(t)]zB(t)=[gMp(t)+gMBp(t)]zA(t)

(7)

其中，为了使电路保持稳定振荡，上式假设了vGS(t)和vSG(t)的相位差为180°。

在振荡状态下时，在振荡频率ω处持续输出差分信号。当两个输出信号发生电压幅度不一致的情况时，电路将会产生误差反馈电压vN，表达式为

vN(ωt)=V0cos(ωt)+(V0-δV)cos(ωt-π)=

δVcos(ωt)

(8)

vN(ωt)与振幅偏差成正比，而振幅偏差可由中心抽头电感获取。如图2(c)所示的STM技术中，引入补偿PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4，通过从电感LT获取的误差电压来保持输出振荡电压幅度的平衡状态，然而由于STM技术存在4个堆叠的晶体管，使其工作时需要采用较高的工作电压。

为了使电路能够在较小的电压下工作，本文对STM技术进行了改进，改进后的技术仅包含有一个补偿晶体管，如图4所示。改进的STM(m-STM)技术不仅可以保持输出信号振幅的平衡，还可以消除掉原STM技术中M4晶体管的噪声，进而优化VCO相位噪声。

图4 改进STM CR VCO的电路图

图4中M2的有效跨导gm2为

式中，kp2和kp3为器件工艺相关参数，与栅极宽长比成正比例关系，Vth3为晶体管M3的阈值电压，VDD和ID分别为直流电压和电流。电路中M3偏置在线性区域，作为受电压控制的可变电阻，vN用于控制晶体管M2的栅源间电压，进而决定M2的跨导。

当发生振幅偏差时，电路产生误差电压vN，M3的栅极电压向反方向改变，也就是gm2对于vN的偏导数小于零。因而，gm2被误差电压vN所补偿进而发生改变，直至两个输出信号幅度相等。

3 亚毫瓦级CR VCO设计与测试

本文所提出的采用m-STM技术的CR VCO如图4所示，晶体管M1和M2构成负导纳产生电路，并且M1和M2分别通过电阻R1和R2采用体偏置方式。由式(1)可见，采取体偏压方式改善了电路负导纳并且降低了晶体管的阈值电压[8]，电路节点A和B处的电压设置成0.42 V，反馈给M1和M2的体端。

在片螺旋电感LT和累积型MOS变容管CV构成谐振回路，并且电感需要有中心抽头以用于检测节点A和B处的电压幅度偏差，进而在节点N处产生误差电压vN。补偿晶体管M3的栅极受误差电压vN控制，进而自动调节M3的跨导以保持输出信号的平衡性。

基于SMIC 0.18 μm RF CMOS工艺对图4所示的VCO进行流片实现，图5所示即为该VCO的芯片照片，大小为0.62 mm×0.73 mm。该VCO在1 V电压供电下，消耗了0.8 mW的功耗，版图后仿真结果显示功耗为0.74 mW，与实测结果相接近。测试数据采用频谱分析仪Agilent N9030A对VCO的振荡频率和相位噪声进行在片测试，随着控制电压VT从0 V到1 V变化时，测试的输出振荡频率为2.05～2.68 GHz，调谐范围为26.3%，如图6所示。相位噪声的测试采用频谱分析仪Agilent N9030A中固有的相位噪声测试模式，图7给出了在振荡频率2.4 GHz处VCO相位噪声的测试结果，由图可见，相位噪声达到-117.6 dBc/Hz@1 MHz。图8给出了VCO输出功率的测试结果，可见输出功率为-1.3～2 dBm，具有较高的功率，足以驱动下一级电路。

表1总结了本文所设计的VCO的性能，并且与其他文献所报道的VCO性能进行了比较[4,6-7, 9-10]，表中FOMT采用式(10)的表达式计算得到。由表可见，本文所提出并设计的VCO的综合性能优于其他文献。

(10)

图5 m-STM CR VCO的芯片照片

图6 振荡频率的测试结果

图7 相位噪声的测试结果

图8 输出功率的测试结果

表1 CMOS VCO比较结果

4 结束语

本文首先研究了CR VCO的振幅补偿技术，然后提出了m-STM技术以保持振荡输出信号的平衡性。相比较于传统的STM技术而言，m-STM技术通过移除一个晶体管的方式，使VCO能够工作于较低的电压下，消耗的功耗较低，并且采用体偏置技术，减小了晶体管的阈值电压，进一步降低了工作电压，降低了功耗。芯片实测结果表明，本文所提出的VCO在仅消耗0.8 mW功耗的情况下，振荡频率为2.05～2.68 GHz，调谐范围高达26.3%，并且相位噪声低至-117.6 dBc/Hz@1 MHz。

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