基于TL494控制的同步整流BUCK恒流源的设计*

2015-12-22倪云峰周攀亮

电子器件 2015年2期

倪云峰，夏军，周攀亮

(西安科技大学通信与信息工程学院，西安710054)

NI Yunfeng*，XIA Jun，ZHOU Panliang

(School of Communication and Information Engineering，Xi’an University of Science and Technology，Xi’an，710054，China)

恒流源是能够向负载提供恒定电流的电源。现代电子技术的广泛应用，促进了对恒流源的需求。例如，大电流高精度恒流源在白光LED照明、蓄电池的快速充电器、电气触点电阻测量、实验室等领域有着多方面的应用［1］。上述应用都对恒流源有精确、稳定、电流连续可调等要求。

当前的恒流源主要以传统的线性恒流源为主，线性恒流源的优点在于可以保证较高的精度，但是当电流较大时，会有较大的损耗，从而影响了恒流源的效率。针对此种状况，提出了一种基于TL494控制的同步整流的BUCK开关恒流源。整个系统由BUCK拓扑电路，TL494主控制器和IR21834驱动芯片组成。实现了0—20A连续可调且具有过压保护的大电流、高精度恒流源。

1 基本原理

电路采用了单端式高频变换器PWM集成开并电源技术，电路由桥式整流滤波、高频变换器、整流滤波、取样电路、脉宽调制器、及辅助电源组成，如图1。

图1 恒流源电路框图

市电经过变压器降压、整流滤波后，形成了直流电压。BUCK变换器的高频功率开关管将直流电压斩成高频脉冲方波。然后再经整流滤波，可得到输出电流。串联在回路中的采样电阻对输出电流进行采样，采样信号送至调制器的比较端与基准信号不断进行比较、放大，使调制器产生一个随采样信号变化的PWM，调节高频开关管的占空比D从而输出所需电流。输出电流Io与占空比D之间的关系如式(1)所示。

其中Ii为市电经过整流之后的直流输入电流。

对输出电流进行环路补偿校正．使输出电流在负载范围内可以恒定到预定的电流值，同时经过分压采样电阻采样输出电压，当负载增大时，输出电压超过预定的10 V电压时，主控制芯片关断主开关管，输出电压稳到10 V，达到电源过压保护的目的。

2 电路分析

整个电路系统由BUCK拓扑主电路、脉宽调制电路、自举驱动电路三部分构成。电路原理图如图2所示。

图2 恒流源电路原理图

2．1 BUCK拓扑主电路

主拓扑BUCK电路如图3所示，输入Vin为20 V～25 V直流电压，输出电流Io为0～20 A连续可调直流电流，输出电压为10 V的过压保护。

图3 BUCK主电路原理图

2．1．1 采样电阻的选取

当输出电流增大时，采样电阻Rs会持续发热，电流越大，取样电阻发热越严重，温漂亦越大，对采样的精确性有很大的影响。因此如何降低取样电阻发热是设计中的一个重要问题。本设计中采用康铜丝作为采样电阻，康铜丝阻值大约0．01Ω，可以很好地抑制温漂，而且采样精度灵敏。

2．1．2 同步整流

由于输出电流较大，最大可达20 A，故需要选择耐压和耐流较大的功率开关管，续流二极管选为肖特基二极管，很难承受10 A以上的大电流，故需用同步整流管取代肖特基二极管续流，实现同步整流。主功率开关管VQ1选为IRF3205，其开关两端最大承受电压 VDSS=55 V，导通电阻 RDS(on)=8．0 mΩ，流过的最大电流IDS=110 A。采用同步整流，可以进一步降低功耗，加快开关的开关速度。

2．1．3 RCD 缓冲电路

由文献［3］与文献［4］可知，主开关管VQ1的电压尖峰主要由同步整流管的体二极管VD和寄生电感L1、L2共同作用产生，如图4所示为同步整流管电压尖峰产生的等效原理图。当VQ2栅极关断之后，进入死区时间，主开关VQ1还未开通，电感L的电流全部流过体二极管VD。而当VQ1导通后，正在导通的VD突然被加上反向电压，在SW到GND之间会瞬间产生一个很大的反向电流，通过寄生电感L2就能产生很高的L2电压尖峰，之后寄生电感L1、L2又会与VQ2的等效电容C2形成LC谐振，从而可能产生更大的电压尖峰。

图4 电压尖峰产生的等效原理图

2．2 脉宽调制电路

脉宽调制电路以TL494为主控制芯片及外围元器件组成，如图7所示。核心元件TL494是双端输出式的脉冲宽度调制器，它包括输出5 V的基准源、误差放大器、电压比较器PWM、触发器、两个或非门、两只输出推动管。它的功能方框图如图8所示。

2．2．1 频率设置

调制器的工作频率由TL494的管脚“6”和“5”外接电阻RT和电容CT决定，满足式(2):

电压尖峰对开关管VQ1和VQ2影响极大，它会使开关损耗增大，影响整机效率，严重时还会烧坏开关管，因此必须消除。本设计中，采用RCD缓冲电路吸收电压尖峰，如图5所示。

图5 RCD缓冲电路

当 VQ1刚导通，VQ2刚关断时，L2、C2、VD2、GND形成一个续流回路，对电容C2充电;

当 VQ1关断，VQ2导通时，C2，VQ2，R2形成一个放电回路，存储在电容中的尖峰能量在电阻R2上消耗掉。R2为2 W的功率电阻，VD2为超快恢复二极管。

通过使用RCD缓冲电路，功率开关管的电压尖峰可得到明显改善，通过示波器测得的BUCK变换器的SW点的波形，如图6所示。

2．2．2 输出电流调制原理

TL494的管脚“2”接电位器，可实现电压基准可调，输出电流经过采样电阻转化为电压信号，与基准电压分别接入调制器的管脚“1”、“2”，经误差放大器放大后输出控制电压接到脉宽调制器PWM的反相端。D触发器输出为两个相差为180°的方波脉冲，分别送至两个“或非”门输入端，接入到两个晶体管的基极，晶体管的射级输出的脉冲电压。为了使调制器的输出电流增大，将管脚“9”和“10”两输出端并接起来，这样可提供较大的驱动电流。输出作为IR21834的输入，经过自举输出两路反相的PWM方波。

图7 脉宽调制电路

图6 SW的波形

图8 TL494的功能方框图

2．2．3 过压保护

经过分压采样电阻的电压信号接至TL494的“16”脚，当输出采样电压高于管脚“15”设定的基准电压时，两个“或非”门输出低电平，两个晶体管Q1和Q2射极输出低电平，所以主开关管VQ1关断，实现了电流源的过压保护。

2．3 自举驱动电路

由于BUCK电路的结构比较特殊，主开关管VQ1的源极S没有接地，如图9所示。此时，不能采用在栅极上直接加TTL逻辑电平来控制，驱动功率MOS管，必须要保证栅源之间的电压VGS在10 V～18 V之间。因此需要一个自举电路输出一个VGS=15 V的浮地脉冲方波。同时要完成BUCK电路的同步整流，需要另外一个对地脉冲方波驱动同步整流管。

因此选择带有自举功能且能够输出两路反相的PWM的芯片IR21834，IR21834芯片及外围电路如图10所示。此芯片能够同时输出两路具有一定死区时间且相位相反的两路PWM脉冲方波，如图11所示为示波器测得的IR21834芯片的两路输出波形。

图9 BUCK电路的主开关管与同步整流管

图10 IR21834自举电路

HIN和为逻辑输入电平，接TL494的输出。VCC与VB之间的二极管VD为超快恢复二极管，其反向耐压要大于600 V。VB与VS之间接一个自举电容C，一般选择高稳定、低串联电感、高频率特性的钽电容。HO输出端接主功率开关管VQ1的栅极G，VS接VQ1的源极S，LO端接同步整流管VQ2的栅极G。IR21834的内部结构及工作原理如图12所示。

图11 IR21834的两路输出脉冲方波

采用上述电路，设计了一款输出为0～20 A电流连续可调且具有过压保护的开关恒流源，通过对样机的测试结果表明:本文中所设计的恒流源的输出电流连续可调范围较大，并且具有较高的恒流精度。与传统的电路相比较，在相同的功能下，电路结构较为简单，可靠性高，而且效率一般可以达到80%以上。因此，本文中所设计的BUCK开关恒流源在工程上具有一定的参考价值。

图12

当IR21834的HIN输入为逻辑高电平时，IR21834的MOS管Q1导通，Q2关断，VB端电压等于HO端的电压，VB与VS间有钽电容，钽电容的电压为15 V。如此，HO与VS之间有15 V的压差，能够使得主开关管VQ1的栅源之间的高电平电压VGS=15 V，从而可以驱动开关管VQ1。当IR21834的HIN输入为逻辑低电平，MOS管Q1关断，Q2导通，HO与VS之间的电压为零，VQ1的栅源之间的低电平电压VGS=0，开关管VQ1关断。当IR21834的输入为逻辑高电平时，MOS管Q3导通，Q4关断，LO端电压为VCC。当IR21834的输入为逻辑低电平时，MOS管Q3关断，Q4导通，LO端电压为0。