一种新型模块化多电平DC-DC变换器

袁艺嘉，许建中，赵成勇，安 婷，吴亚楠

(1.华北电力大学电气与电子工程学院，北京102206;2.国网智能电网研究院，北京102209)

0 引言

随着微电网技术的发展，近年来越来越多的新能源发电技术如风电、光伏发电、核电等已被研究并有望投入生产，因此可预计可再生能源并网将成为一个具有重大意义的发展方向，但这些以直流量体现的能量需经过逆变连接到交流电网，从而增大了能量损耗［1］。另一方面，随着用电负荷的不断增加，用户对电压等级、电能质量等的要求不断提高，传统交流输电已不能完全满足用户需求。因此高压直流电网是建立大容量能量传输系统的关键。

高压直流电网具有一定输电距离下损耗小、传输容量大等优点，当前大部分设计或已投运的直流电网都是点对点的双端结构［2］。鉴于目前世界范围内尚未形成直流电网电压等级的统一标准，因此亟需一种装置使得不同等级的直流电压有效互联从而增大直流电网容量，即直流变压器，也称为DC-DC 变换器。

考虑到未来直流电网高压大功率的要求，单个全控型器件如IGBT、MOSFET 等耐压水平太低［3］，不适用于高压场合，当前适用于大功率变换器的解决方案可分为隔离型和非隔离型两种。非隔离型结构即不含有变压器的拓扑，文献［4］介绍了一种级联式多电平变换器的拓扑和控制策略，即利用晶闸管、IGBT 串联的使用来分压，将器件并联以承受大电流，但需要构造复杂的动、静态均压电路和均流电路，不利于大范围推广。多电平技术［5－6］也被认为是一种有效结构，包括二极管箝位型结构，飞跨电容型多电平换流器等。文献［7］提出一种单相串联谐振型DC-DC 降压变换器，利用移相PWM 技术实现高于开关频率的变换器工作频率。隔离型结构即含有变压器的结构如有源双桥直流变换器［8］，通过提高变压器频率降低变压器的设计体积，但存在着设备体积与系统损耗的权衡。串联输入串联输出、串联输入并联输出、并联输入并联输出、并联输入串联输出［9－10］四种基本结构也属于隔离型结构的DC-DC 变换器，依靠H 桥在输入输出侧的串并联实现高电压、大电流的电压变换，但同样需要复杂的均流或均压控制。文献［11］介绍了一种用于提高新能源发电系统稳定性大功率、宽工作范围的直流变换器，通过控制能量在超级电容器与可再生能源发电系统之间相互传递，提高可再生能源发电系统的电压稳定性。

模块化多电平换流器［12－13］(modular multilevel converter，MMC)是新一代电压源换流器，它具有扩展性好、输出电压波形质量高、开关频率低、损耗小、器件一致触发性要求低等优点，尤其适用于直流输电、动态无功补偿等中高压大功率场合，近年来得到了越来越多的关注和研究。本文基于MMC 结构提出了一种带隔离的基于三相半桥MMC 的DC-DC 变换器，该变换器具有能实现高压变换、模块化、损耗小、输出电压稳定的优点，在PSCAD/EMTDC 仿真环境下验证了相关调制策略与控制策略的有效性。

1 MMC 基本原理

如图1(a)所示为MMC 基本拓扑。一个换流器有六个桥臂，每个桥臂有多个相同结构的子模块(sub-module，SM)与一个桥臂电抗器Lx串联组成，其中Lx具有抑制内部环流和故障电流变化率的作用［15］。上下两个桥臂合在一起称为一个相单元。

图1(b)为半桥子模块结构，每个子模块由两个IGBT、两个反并联二极管、直流储能电容构成，USM为子模块两端的电压，ISM为流入子模块的电流，子模块不同工作状态的切换通过改变子模块中IGBT 的触发信号来实现。MMC 将直流侧正负极之间的直流储能电容能量均匀地分配到3 个独立的相单元子模块中，通过调整子模块中VT1 与VT2 的开通和关断，可以灵活实现子模块的投入与切除。

因为MMC 三相对称，以其中一相(a 相)为例进一步对MMC 运行原理进行说明。ua1和ua2分别为a 相上、下桥臂电压，直流侧的正负母线相对于参考中性点o 的电压分别为Udc/2 和－Udc/2，Uao为a 相交流输出侧电压，根据KVL 易得:

将式(1)中两式相加得到:

可以看出通过调整相单元中上、下桥臂处于投入状态的子模块个数可以灵活控制三相交流电压的输出，同时直流电压等于相单元中上、下桥臂电压之和，因此虽然MMC 工作过程中上下桥臂子模块会交替导通，但是当其正常运行时任一相单元中在任何时刻投入的子模块个数总数都相同，从而保证直流电压的稳定。

图1 MMC 基本结构与半桥子模块Fig.1 Basic architecture of MMC and half bridge submodule

2 三相半桥MMC 型DC-DC 变换器

类似于可实现升降压变换的交流变压器，在某些需要功率双向流动的场合需要双向DC-DC变换器。因此本文设计的DC-DC 变换器均基于电流可双向流动的全控器件——IGBT。

2.1 三相半桥MMC 型DC-DC 变换器的拓扑结构

本文设计了基于半桥结构的三相DC-DC 变换器，其传输容量为两相结构的3/2 倍，且具有电容电压波动小等优势。三相DC-DC 变换器结构类似于MMC，如图2所示。

该三相DC-DC 变换器一次侧和二次侧对称，每个相单元结构与MMC 相单元结构一致。中间由一个变压器连接，其交流部分的频率可为50 Hz、60 Hz 或者更高，提高交流电流频率，可以减小变压器体积，提高功率密度，但是变压器损耗也会增大，因此需要在交流频率与器件损耗间做出权衡。

图2 三相半桥MMC 型DC-DC 变换器结构图Fig.2 Structure diagram of three-phase half bridge MMC DC-DC converter

该变换器子模块采用半桥结构，桥臂上的子模块拓扑结构如图1(b)所示，每个子模块都是两端元件，通过控制VT1 和VT2 的开通和关断，子模块输出电压USM可以在两种电流方向的情况下输出电容电压UC或0。

2.2 变换器工作原理

因为拓扑两侧结构相同且两相对称，以A 相为例分析，uA1、uA2分别是A 组上、下桥臂等效可控电压源输出电压，表达式如式(3)所示。

式中:ucA1i、ucA2i分别为A 组上下桥臂各子模块的电容电压，SA1i、SA2i分别为A 组上下桥臂各子模块的开关函数，开关函数的取值为0 或1，分别对应子模块的切除和投入状态。A 相的等效电路图如图3所示。

图3 三相半桥MMC 型DC-DC 变换器A 相输入端简化原理图Fig.3 Simplified schematic diagram of the input end of phase A of three-phase half bridge MMC DC-DC converter

由于该拓扑结构A 相单元的上、下两个桥臂具有严格的对称性，因此A 相的输出端电流iA被上、下两个桥臂均分，设A 相桥臂上流过的直流电流为Iin1，同时考虑运行时产生的交流环流iunb，则A 相上下桥臂电流为

由式(4)式可得点Ap和点An之间的电压。稳态情况下直流电流流过电抗不会引起压降，iA/2在上下两个换流电抗上的压降相互抵消，所以点Ap与An的电压差为

由于运行时电抗器对环流抑制较好，因此Δu很小，并且其平均值为0，所以可以近似认为

则p 点与n 点可看做等电位点，由等效原理，在A相中将Ap点与An点短接从而简化分析，图4 为DC-DC 变换器功率传输模型。

通过控制子模块的投切，可得四个可控电压源uA1、uA2、ua1、ua2的波形输出，任意时刻uA1和uA2、ua1和ua2满足式(2)，再由式(1)可知uAp、uap的大小，通过改变uAp、uap的幅值和相角，就能够实现有功P 和无功Q 的传输。

图4 三相半桥MMC 型DC-DC 变换器功率传输模型Fig.4 Power transmission model of three-phase half bridge MMC DC-DC converter

对于DC-DC 变换器的调制可以采用正弦波调制，生成正弦阶梯波形，较缓的电压变动会使输出的电流波动减小，谐波含量也会相应减小。利用最近电平逼近法(Nearest Level Modulation，NLM)［12］控制A 组桥臂上子模块的投切，得到可控电压源uA1、uA2的大小，采用适当的控制方法使得uap滞后uAp的角度为δ。因此当不计变压器和桥臂电抗器的电阻时，Ap点对地电压uAp的基频分量幅值UAp1、ap点对地电压uap的基频分量幅值Uap1和等效电抗XL等效为一个交流系统，决定了两端传输的有功功率P 和无功功率Q，将各物理量归算到变压器副边，可得

其中k 为变压器变比，LT为变压器的等效电感。由(8)式可知，在一般交流系统中，调节移相角度δ和输出电压幅值就可以实现对有功和无功功率传输的控制，但本文的DC-DC 变换器只起到电压变换的作用，有功功率是不控的，无功功率的的控制是为了保证子模块电容电压的稳定，因此式(8)可用于变换器有功无功传输的计算。

当三相DC-DC 变换器两侧的子模块电容电压一致时，其变比可表示为

式中:n 为直流电压输出侧桥臂投入子模块个数，N 为直流电压输入侧桥臂投入子模块个数。当输入输出端的电压减小时，可以旁路部分子模块完成直流电压变换;当输入输出端的电压变大时，可将部分冗余子模块投入，因此通过适当的控制策略，在一定范围内实现DC-DC 变换器变比可调。

2.3 调制与控制策略

结合MMC-HVDC 的分层控制原理，三相DCDC 变换器整个控制系统从上到下依次划可分为系统控制层、极控制层和阀组控制层。

在系统层面，变换器接收有功、无功类控制物理量的整定值以及调节信号，生成相应的参考值。例如，将该变换器用于传输容量较大的传统高压直流电网中，若两侧电网系统直流电压等级不一致，假设左侧直流电压低于右侧直流电压，假设DC-DC 变换器左侧系统输出直流电压稳定，为简化分析可将其等效为直流电压源，整体控制策略如图5所示。

图5 三相半桥MMC 型DC-DC 变换器总体控制框图Fig.5 Control block diagram of three-phase half bridge MMC DC-DC converter

在极控层面，系统采用直接电流控制，DC-DC变换器两侧控制策略如图6所示。DC-DC1 由直流电压源供给电能，且考虑到DC-DC 作为一个直流电压变换器，流过其有功功率应取决于DC-DC2所接的负荷，变换器本身并不具备控制有功功率的能力，因此只需控制DC-DC1 的无功类控制量，本文选择定交流电压控制保证无功量的平衡，减小子模块电容电压波动。在DC-DC2 部分要保证输出电压在负荷变换时保持稳定，因此采用定直流电压控制，无功量控制采用定无功功率控制，保证二次侧负荷变化时直流电压的稳定，最终内环生成的dq 轴电压分量经过派克反变换生成的abc三相电压参考波，用于参与生成桥臂子模块导通个数。

图6 DC-DC 变换器两侧控制策略图Fig.6 Control strategy diagram of two sides of DC-DC converter

在阀控层面，正弦波生成电路通过合理安排子模块的导通状态，保证变换器能量平衡，实现桥臂多电平电压源特性。DC-DC 变换器两侧均采用工程中常见的基于最近电平逼近调制的排序均压策略［14－15］。

3 仿真验证

在PSCAD/EMTDC 中搭建三相半桥MMC 型DC-DC 变换器拓扑，分别在稳态、负荷阶跃和直流电压阶跃三种工况下验证所提出的DC-DC 变换器的调制及控制策略。系统参数为:DC-DC1 对应的MMC 桥臂为9 电平，DC-DC2 对应的MMC 桥臂为11 电平，低压侧额定直流电压320 kV，额定功率300 MW，变换器低压、高压侧子模块电容分别为384 μF 和480 μF，子模块额定电容电压为40 kV。换流变压器采用Y0/D 接法变压器，变压器变比为162.65 kV/205.13 kV(线电压/线电压)，低压侧高压侧桥臂电感均为0.12 H，DC-DC2 直流电压输出端接534 Ω 的阻性负载。

(1)稳态工况

稳态情况下，变换器相关波形如图7所示。图7 中(a)为DC-DC1 输入电压和DC-DC2 输出电压对比图，可看出直流电压由320 kV 升压至400 kV，电压波动均在±2.5% 之内，(b)为DCDC2A 相上桥臂电容电压值，可以看出电容电压稳定在40 kV 附近，上下波动幅度为±8.75%，在±10%的误差范围以内，(c)为DC-DC2 调制比M，可看出稳定在0.75 左右，(d)为DC-DC2 移相角δ可看出稳定在19.6°。

图7 稳态情况下三相半桥MMC 型DC-DC 变换器波形图Fig.7 Waveforms of three-phase half bridge MMC DC-DC converter in steady-state

(2)负荷阶跃

DC-DC2 侧负荷发生改变时，即流过变换器的有功功率变化，在t =3 s 时引入300 MW 到280 MW 的功率阶跃，观察变换器相关量的变化情况如图8所示。图8(a)为有功参考值变换图采用有名值表示;图8(b)为DC-DC1 直流电流，可见直流电流出现上升的阶跃变化，原因是逆变侧采用了定直流电压控制保证直流电压稳定，当负荷阶跃下降时有功功率会增大，因此直流电流增大;图8(c)为DC-DC2 直流电压，可以看出直流电压持续稳定，说明变换器在负荷阶跃时不影响输出电压，验证了变换器控制策略的有效性;图8(d)为DCDC2 电容电压值，可以看出电容电压稳定，上下波动幅度为±8.75%。

图8 负荷阶跃时变换器波形图Fig.8 Converter waveforms with the load step

(3)DC-DC2 直流电压阶跃

为验证变换器输出直流电压跟踪能力，在t =3 s时引入400 kV 到430 kV 的直流电压阶跃，观察变换器相关量的变化情况，相关波形如图9所示。

图9 直流电压阶跃时变换器波形图Fig.9 Converter waveforms in the DC voltage step

图9(a)为DC-DC2 直流电压，可以看出输出侧直流电压能可靠跟踪;图9(b)为DC-DC2 电容电压值，可以看出电容电压发生阶跃升高，稳定在43.8 kV 附近，上下波动幅度为7.9%，在±10%的误差范围以内。

4 结论

本文在综述了目前适用于高压大功率场合的DC-DC 变换器种类，简要分析其优缺点后，设计了基于三相半桥结构的MMC 型DC-DC 变换器拓扑，采用等效电路分析了其基本工作原理，分析了其调制方法、控制策略等，在PSCAD/EMTDC 环境下仿真验证了该DC-DC 变换器的直流电压变换能力和控制策略的有效性。需要注意的是，本文的仿真是在理想的完全对称情况下进行的，未考虑由于实际装置设备参数存在允许误差所造成的不平衡影响。

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