单相电压源整流器直接储能控制的研究

2015-12-15李新颜杨喜军唐厚君

电气自动化 2015年3期

李新颜，杨喜军，唐厚君

(1.上海南自科技股份有限公司，上海 200333;2.上海交通大学电气工程系，上海 200240)

0 引言

作为四象限AC-DC变换器，单相电压源整流器(VSR)能够满足网侧谐波电流标准［1-2］，既可以用作固态变压器的前级ACDC变换器、也可以用作单相有源电力滤波器(APF)。此外，在本质上单相电压源整流器与单相并网逆变器也是一致的。经过适当改造，三相VSR、单相VSR的控制策略都可以应用到单相VSR中，包括传统双闭环控制结构、单相dq坐标变换［3］、PID控制策略［4］、单周期控制(OCC)策略、直接功率控制(DPC)策略等，因此单相VSR具有很多种控制策略。对于现有单相VSR的控制策略，大都采用电压外环和电流内环的控制结构，可以获得满意的控制效果。在双闭环控制结构中，采用电压外环控制输出电压，采用电流内环控制电感电流或输入电流。电压外环可以采用PID调节器或电压误差滤波放大器，还可以采用陷波器，用来消除电容电压纹波对输入电流控制的影响。电流内环可以采用PID调节器，还可以采用PR调节器，进一步改善输入电流控制精度。对无源器件的电压、电流或功率等常规电量进行控制，物理意义明确，但是否可以突破该范畴，也是值得探讨的。文献［5］在三相电压源PWM整流器中采用了直接功率控制，提高了响应速度。文献［6］在三相电压源PWM整流器中采用了输出直流电压平方控制，提高了输出电压的跟踪能力，但是没有给出电压平方外环的详细分析。文献［7］在单相有源电力滤波器中采用了电压偏差平方的PI控制策略，增加了稳态电压控制精度。文献［8］在BUCK DC-DC变换器中采用电容电流平方滞环控制方法。本文提出和探讨一种直接控制单相VSR电压平方和电流平方的控制策略，通过理论分析和仿真分析以及实验验证，考察其实际物理意义和系统动静态响应。

1 电路拓扑与工作原理

1.1 电路拓扑

单相VSR的功率电路如图1所示，输入单相交流正弦电压ui，输出单路直流电压 uo。图中逆导型开关S1～S4构成单相VSR桥;C1为交流滤波电容;L1与L2为升压电感，E1为储能用电解电容;电阻R1和R2为分压电阻，分压后可以得到反映输出电压的电压信号。

1.2 直接储能控制

单相电压源整流器的双闭环直接储能控制结构如图2所示，其中电压外环用于稳定输出直流电压平方，间接稳定输出直流电压，可以采用PID调节器、电压平方误差滤波放大器或陷波器。电流内环用于控制输入交流电流平方，间接获得期望的输入正弦交流电流，可以采用PID调节器或PR调节器。在图2中，被控对象为电容电压平方和电感电流平方。

图1 单相电压源整流器的功率电路

图2 双闭环直接储能控制结构

1.3 电压平方外环设计

电压平方外环的被控对象为输出直流电压的平方，等效于控制电解电容E1的储能。输出直流电压的分压比kuo，分压后得到u'o。

输出直流电压误差为:

在图2中，输出直流电压平方误差为:

则:

显然，不论选择何种电压平方外环控制器，输出直流电压平方误差增加了u'o+ur=kuouo+ur倍，相当于引入可变比例环节，输出直流电压瞬时值越高，该比例越大，反之该比例越小。比例增大可以加快响应速度，减少误差。但是过大比例，也会降低系统稳定性，甚至造成系统失稳。

1.4 电流平方内环设计

电流平方内环的被控对象为升压电感电流的平方，等价于控制升压电感L1与L2的储能。

单相电网电压为:

式中Uim为网压幅值。

经过分压后，可得单位幅值的单相电网电压信号为:

则平方后的电网电压信号表达式为:

输出电压平方的控制量uc与上式乘积即为电感电流平方的参考量

假设实际网侧电流为:

原有电流内环控制器的输入误差为iref-kLiiL1。前者比后者增加iref+kLiiL1倍，相当于引入一个可变比例环节。比例增大可以加快响应速度，减少误差，但是过大比例，也会降低系统稳定性，甚至造成系统失稳。

2 仿真分析

2.1 平方电量的仿真分析

根据图1的功率电路和图2的控制结构，利用MATLAB/Simulink建立了无源器件储能作为被控对象的单相VSR仿真电路，并进行了较为全面的仿真分析。不同输出功率时的控制电路参数设计有所不同，输出功率2.5 kW时仿真电路与参数如图3所示。

仿真参数:单相输入交流电压有效值为220 V，期望额定输出直流电压平均值为330 V，纹波电压峰峰值不大于10 V，额定负载 2.5 kW，开关频率20 kHz。交流滤波电容为2.2 μF，合计升压电感为1 mH，电解电容为2 200 μF。参考电压平方为 5 V2。

在任何输出功率条件下，都可以获得单位功率因数和稳态特性。

当输出功率分别为2.5 kW时，网侧电压与电流的仿真波形如图4所示，输出直流电压波形如图5所示，输出直流电压纹波峰峰值小于8 V。

图4 输出功率2.5 kW时网侧电压与网侧电流仿真波形

图5 输出功率2.5 kW时直流电压仿真波形

当输出功率分别为3.5 kW时，网侧电压与电流的仿真波形如图6所示，输出直流电压波形如图7所示，输出直流电压纹波峰峰值小于10 V。

图6 输出功率3.5 kW时网侧电压与网侧电流仿真波形

图7 输出功率3.5 kW时直流电压仿真波形

在负载变化的条件下，可以获得良好的动态特性。在半个电网周期内，网侧电流与网侧电压波形一致且同步，输出直流电压恢复到新的稳态值。

当输出功率由1.5 kW→2.0 kW→2.5 kW→3.0 kW→3.5 kW→3.0 kW→2.5 kW→2.0 kW→1.5 kW切换时，网侧电流的仿真波形如图8所示，输出直流电压波形如图9所示。

图8 变载时网侧电流的仿真波形

图9 变载时输出直流电压的仿真波形

图10 单相电压源整流器的实验平台

2.2 实验分析

利用现有三相PWM整流器实验平台，改造成单相PWM整流器实验平台，如图10所示。交流输入电压为220 V，工频 50 Hz。期望输出电压平均值为330 V，额定设计输出功率为2.5 kW。开关频率为 20 kHz，电感取 5 mH，电解电容取值3×680 μF，电压互感器型号为 PE2012-M(0.6 VA)。电流霍尔传感器型号为TBC15DS，额定输入电流15 A，最高可测量电流为 48 A，额定输出电压为 0.625 ±0.5%(V)。功率模块IPM为PM50RLA120，采用光耦隔离驱动，故障信号也采用光耦隔离传送。DSP F28335作为核心控制器。

图11给出了单相VSR输入电流和输出直流电压的实测波形，其中电流有效值12.7 A，输入功率2.8 kW。可见，所得波形良好，说明单相VSR的直接储能控制可行。