双向开关辅助换流的并联谐振直流环节逆变器

王强， 刘岩松， 陈祥雪， 王天施， 刘晓琴

(辽宁石油化工大学信息与控制工程学院，辽宁抚顺113001)

双向开关辅助换流的并联谐振直流环节逆变器

王强， 刘岩松， 陈祥雪， 王天施， 刘晓琴

(辽宁石油化工大学信息与控制工程学院，辽宁抚顺113001)

为提高逆变器的效率，提出一种新型并联谐振直流环节软开关逆变器的拓扑结构。直流环节电压可以周期性下降到零，使逆变器的主开关完成零电压切换，同时辅助开关也实现了零电压开关或零电流开关。此外，辅助谐振电路中有2个辅助开关相串联，构成了双向开关。控制该双向开关的通断可以调节逆变器直流环节的零电压持续时间，以方便应用各种灵活的脉宽调制策略。依据不同工作模式下的等效电路图，分析电路的工作原理，给出设计规则，建立辅助谐振电路中各器件的功率损耗和分压电容的电压变化量的数学模型。制作了1台功率为3kW的实验样机，实验结果表明逆变器的主开关和辅助开关都实现了软开关。因此该软开关逆变器可以有效降低开关损耗。

逆变器;谐振;软开关;双向开关;零电压

0 引 言

随着电力电子装置的普及应用和电力电子技术的发展，高功率密度、高效率和高性能成为电力电子装置的主要需求。为实现这个目标，功率变换器必须运行在更高的频率，但高频化将降低系统效率和变换器的电磁兼容水平［1］。此外，开关损耗变大将使散热器重量及体积增加，阻碍变换器功率密度的提高。

并联谐振直流环节软开关逆变器作为有效的解决途径，已产生了多种拓扑结构，但是这些拓扑结构仍然需要进一步完善。例如文献［2］提出的拓扑结构在谐振电感和电容参数确定以后，直流环节零电压持续时间是固定值，不能根据实际需要随时调整;文献［3-9］提出的拓扑结构因为没有辅助开关来控制反向谐振电流，所以谐振电流下降到零以后会立即反向，在正反向电感电流阈值确定以后，零电压持续时间无法通过辅助开关来调节。如果不能通过辅助开关来调节逆变器直流环节的零电压持续时间，那么将难以应用各种灵活的脉宽调制(pulse width modulation，PWM)策略。

本文提出了一种双向开关辅助换流的并联谐振直流环节软开关逆变器的拓扑结构，与相关文献提出的拓扑结构相比，其显著特点是辅助谐振电路中有2个辅助开关器件串联在一起构成了双向辅助开关，通过控制该双向辅助开关既可以调节直流环节电压的下降时刻，也可以调节直流环节电压的上升时刻，这样就得到了可调节的零电压持续时间，便于应用各种灵活的脉宽调制策略和改善直流电压利用率。文中分析了在1个开关周期内的电路各个工作模式，给出了逆变器的软开关设计规则，并建立了辅助谐振电路损耗和分压电容的电压偏差量的数学模型，分析了分压电容的电压偏差量与谐振参数和谐振电流阈值之间的变化关系。最后制作了1台功率3 kW的实验样机，通过实验来验证本文提出的基于双向开关辅助换流的并联谐振直流环节软开关逆变器的有效性。

1 电路结构和工作原理

1.1 电路结构

新电路的拓扑结构如图1所示，由直流电源，辅助谐振电路，PWM逆变器和和三相阻感性负载组成。辅助电路包括电解电容C1和C2，辅助开关器件Sa1、Sa2、Sa3，及其反并联二极管Da1、Da2、Da3和谐振电感Lr，其中Sa2和Da3及Sa3和Da2组成了双向开关，来控制正反向谐振电流。在参数值方面，C1= C2，Ra=Rb=Rc，La=Lb=Lc。PWM逆变器桥臂上的主开关器件都并联了缓冲电容Cs，辅助谐振电路为PWM逆变器开关器件提供零电压开关条件。为简化分析，做如下假设:1)器件均为理想工作状态; 2)负载电感远大于谐振电感，逆变桥开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源I0;3)逆变器的6个主开关器件等效为Sinv，主开关器件反并联的续流二极管等效为Dinv;4)逆变器的6个缓冲电容Cs等效为Cr，取Cr=3Cs，这是因为逆变器各桥臂上下任意一方的开关器件接通时，都使与其并联的电容Cs短路，正常工作时3个桥臂上的电容相当于3个电容并联;5)C1和C2的电容值比Cr大很多，可以认为C1和C2是电压源。图1所示的新型拓扑结构可等效为如图2所示的电路，Sinv，Dinv和I0组成了PWM逆变器的等效电路。作为初始条件，设分压电容C1和C2的电压满足Uc1=Uc2=E/2。负荷电流I0以图2所示方向流过，各部分的电流电压都以图2所示的方向为正。

图1 双向开关辅助换流的并联谐振直流环节逆变器主电路Fig.1 Main circuit of parallel resonant DC link inverter w ith a bidirectional sw itch-assisted commutation

图2 逆变器的等效电路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

1.2 工作原理

在一个开关周期内，本电路划分为9个工作模式，电路的特征工作波形如图3所示，各工作模式的等效电路如图4所示，该电路中含有2个换能元件Cr和Lr，整个系统用状态变量ucr、iLr表征。选用电感电流iLr与电压状态变量ucr组合，形成1个相平面来分析整个电路。以模式1为初始状态，电路的工作过程为

图3 电路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

模式1(t～t0):初始状态，电源通过辅助开关Sa1向负载传输电能，电路工作在稳态。此时，uCr= E，iLr=0。本模式的运动轨迹为一点，如相平面图5所示。本模式持续时间为T1。

模式2(t0～t1):在t0时刻，关断Sa2，同时开通Sa3，因为在关断Sa2之前，流过Sa2的电流已经等于零，所以Sa2实现了零电流关断;在Lr的作用下，降低了流过Sa3电流的上升率，所以Sa3实现了零电流开通。开通Sa3以后，Lr承受的电压值为E/2，Lr被充电，iLr线性增大，在t1时刻，当iLr线性增大到Ib1时，模式2结束。Sa3开通瞬间的电流上升率为

本模式的持续时间为

模式3(t1～t2):在t1时刻，关断Sa1，在电容Cr的作用下，降低了Sa1关断瞬间端电压的上升率，所以Sa1实现了零电压关断。Sa1关断以后，Lr和Cr开始谐振，Lr被充电，Cr放电。iLr逐渐增大，uCr逐渐减小。当uCr减小到E/2时，iLr增加到最大值Ip1，然后Lr开始放电，iLr开始减小，uCr继续减小，在t2时刻，当iLr减小到Ib1，uCr减小到零时，模式3结束。本模式的运动轨迹为相平面图5中t1～t2段。该模式的曲线运动方程为

将uCr=E/2代入到式(3)中，可以得到iLr的正向最大值Ip1为

图4 各工作模式的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

本模式中，iLr和uCr的 表达式分别为

Sa1关断瞬间的电压变化率为

本模式的持续时间为

模式4(t2～t3):在t2时刻，二极管Dinv开始导通，负载电流I0通过Dinv续流。Da2，Sa3，Lr，C2和Dinv构成回路，Lr向C2回馈电能，iLr开始从电流值Ib1线性减小，当线性减小到零时，模式4结束。本模式的运动轨迹为相平面图中t2～t3段。本模式的持续时间T4=T2。

模式5(t3～t4):辅助电路不工作，正向负载电流I0通过Dinv续流，逆变器工作于稳态。因为在模式4和模式5期间内，uCr等于零，所以逆变器的主开关在此期间内可以实现零电压切换，可以通过控制Sa2的开通来调节本模式持续时间T5，即直流环节的零电压持续时间是可以通过控制辅助开关来调节的。本模式的运动轨迹为一点，如相平面图所示。

模式6(t4～t5):在t4时刻，开通Sa2和Sinv，同时关断Sa3，在Lr的作用下，降低了流过Sa2和Sinv电流的上升率，Sa2和Sinv实现了零电流开通;因为在关断Sa3之前，流过Sa3的电流已经等于零，所以Sa3实现了零电流关断。开通Sa2以后，Lr承受的电压值为E/2，Lr被充电，iLr反向线性增大，在t5时刻，当iLr反向线性增大到Ib2时，模式6结束。本模式的运动轨迹为相平面图中t4～t5段。Sa2和Sinv开通瞬间电流上升率为

模式7(t5～t6):在t5时刻，关断Sinv，在电容Cr的作用下，降低了Sinv关断瞬间端电压的上升率，所以Sinv实现了零电压关断。Sinv关断以后，Lr和Cr开始谐振，Lr和Cr被充电，iLr和uCr逐渐增大，当uCr增大到E/2时，iLr反向增加到最大值Ip2，然后Lr开始放电，Cr继续被充电，iLr开始减小，uCr继续增大。在t6时刻，当iLr反向减小到Ib2，uCr增大到E时，模式7结束。本模式的运动轨迹为相平面图5中t5～t6段。该模式的曲线运动方程为

本模式的持续时间为

将ucr=E/2代入到式(11)中，可以得到iLr的反向最大值Ip2为

本模式中，iLr和uCr的表达式分别为本模式的持续时间为

模式8(t6～t7):在t6时刻，uCr增大到E，电流开始流过Da1，uCr被箝位于E，此时开通Sa1为零电压开通。然后iLr开始反向线性减小，当iLr反向减小到I0时，Da1自然关断，模式8结束，本模式的运动轨迹为图5中t6～t7段。本模式的持续时间为

模式9(t7～t8):在t7时刻，电流开始流过Sa1，iLr继续反向线性减小，在t8时刻，当iLr减小到零时，模式9结束。本模式的运动轨迹为图5中t7～t8段。本模式的持续时间为

然后电路返回模式1，开始下一个开关周期的工作。至此，一个开关周期内的电路的曲线运动方程建立完成，可以绘制出相平面上的运动轨迹，如图5所示。

图5 谐振直流环节逆变器的相平面Fig.5 The phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 设计规则

1)为保证Sa2和Sa3实现零电流开通，其开通瞬间的电流变化率应不大于器件允许的电流变化率(d i/d t)r，即

2)为保证Sa1实现零电压关断，其关断瞬间的电压变化率必须小于器件允许的电压变化率(d u/ d t)r，即

3)为保证逆变器桥臂上的主开关实现零电压开关，软开关逆变器的主开关的切换时刻相比于硬开关逆变器要滞后时间Td，使软开关逆变器的主开关在直流母线电压下降到零以后再开始切换。由图3可知Td被设定以后，需要满足T2+T3≤Td，即

4)为保证Sa1实现零电压开通，使Sa1在直流母线电压上升到E以后再次开通。由图3可知Sa1在一个开关周期内处于关断状态的时间Toff被设定以后，需要满足即

5)为保证Sa3实现零电流关断，使Sa3在谐振电流iLr下降到零以后完成关断。由图3可知Sa3在一个开关周期内处于开通状态的时间Ton被设定以后，需要满足T2+T3+T4≤Ton，即

6)为限制辅助谐振电路损耗，流过谐振电感的最大电流应不大于两倍负载电流最大值I0max。根据式(4)和式(12)可以得到

7)为保证逆变器直流环节电压在规定时间Tv内完成上升和下降，需要满足T3≤Tv和T7≤Tv，根据式(8)和式(15)可以得到

8)为避免直流母线零电压持续时间过长而影响到逆变器的直流电压利用率，需要满足每个开关周期内的直流母线零电压持续时间Tz与开关周期T的比值不大于设定值A，可以得到

根据式(21)和式(26)可知，模式5的时间T5不是任意选取的，T5要满足式(21)和式(26)，其中A的取值要考虑负载特性。例如以电机作为负载，为改善电机的运行特性，A应尽量取较小值。

此外，相比于硬开关逆变器，该软开关逆变器的直流母线电压的零电压凹槽会对逆变器输出的电压和电流波形产生不利影响，使其波形畸变率变大。如果该软开关逆变器直接带电机运行，将会影响到电机的运行特性。因此，该软开关逆变器带电机运行时，可以在逆变器的输出端设置一个由电感和电容组成的三相低通滤波器来提高输出波形的质量，再将电机接在该滤波器上，从而降低直流母线零电压凹槽对电机运行特性的不利影响。

为在全负荷范围内都可以实现软开关并符合设计规则，当负载电流I0取最大值时，参数值Lr、Cr、Ib1和Ib2的选取应满足式(18)～式(26)。

1.4 辅助电路各器件功率损耗理论分析

逆变桥上的功率开关器件为零电压开关，开关损耗为零;Sa1实现了零电压开通和零电压关断，开关损耗为零;Sa2和Sa3实现了零电流开通和零电流关断，开关损耗为零。但是Sa1，Sa2和Sa3及其反并联二极管Da1，Da2和Da3存在通态损耗。理想状态下，因为Lr和Cr的电阻很小，Lr和Cr功耗可以近似为零。设辅助开关器件通态压降为VcE，其反并联二极管通态压降为VEc，开关频率为fc。根据一个开关周期内的各工作模式的理论分析，采用分段积分法可以得到辅助电路各器件的功率损耗数学模型。

辅助开关Sa1及其反并联二极管Da1的通态功耗PSa1和PDa1可表示如下:

辅助开关Sa2及其反并联二极管Da2的通态功耗PSa2和PDa2可表示如下:

辅助开关Sa3及其反并联二极管Da3的通态功耗PSa3和PDa3可表示如下:

1.5 分压电容C1和C2电压偏差量的理论分析

在实际应用中，直流母线间串联的两个分压电容很难实现均压，如果分压电容的电压偏差明显，会影响辅助谐振电路的正常工作，影响直流母线零电压凹槽的形成，逆变器的各个主开关也就不能实现零电压开关，导致逆变器的效率无法得到提高。结合各个工作模式分析，下面对一个开关周期中的Uc1、Uc2的变化进行理论分析。其中设n为工作模式的序号，C1和C2的电容值相等，ΔUc1n和ΔUc2n表示在一个开关周期内，第n个工作模式中的分压电容C1和C2的电压偏差量。

模式1(t～t0):如图4(a)所示，在该模式中C1和C2的初始电压为E/2，它们同时对外放电，放电电流为I0，放电时间为T1，UC1和UC2同时减小。在本模式中，电压变化量为

模式2(t0～t1):如图4(b)所示，C1放电，C2被充电，UC1减小，UC2增加。在本模式中，电压变化量为

模式3(t1～t2):如图4(c)所示，C2被充电，充电电流为iLr，没有电流流过C1。UC2增加，UC1不变。在本模式中，电压变化量为

模式4(t2～t3):如图4(d)所示，C2继续被充电，充电电流为iLr，没有电流流过C1。UC2增加，UC1不变。在本模式中，电压变化量为

模式5(t3～t4):如图4(e)所示，流过C1和C2的电流等于零，C1和C2既不被充电也不放电，UC1和UC2不变。在本模式中，电压变化量为

模式6(t4～t5):如图4(f)所示，C2放电，放电电流为iLr，没有电流流过C1。Uc2减小，Uc1不变。在本模式中，电压变化量为

模式7(t5～t6):如图4(g)所示，C2继续放电，放电电流为iLr，没有电流流过C1。UC2减小，UC1不变。在本模式中，电压变化量为

模式8(t6～t7):如图4(h)所示，C1被充电，C2放电，UC1增加，UC2减小。在本模式中，电压变化量为

模式9(t7～t8):如图4(i)所示，C1和C2都放电，UC1和UC2同时减小。在本模式中，电压变化量为根据以上分析，可以得出在一个开关周期内，分压电容C1和C2的电压偏差量分别为

为限制分压电容的电压偏差，需要满足

其中B为允许的电压偏差比率。根据式(50)至式(53)可知分压电容值C1和C2越大，电压偏差比率越小，分压效果就越好。因此选取的分压电容值C1和C2需要满足式(52)和式(53)。

接下来用ΔUC1和ΔUC2分别对Lr，Ib1和Ib2求偏导，来研究Lr，Ib1和Ib1的变化对电压偏差量的影响。

由式(54)可知当Ib2-Ib1＞2I0时，随着电感值Lr的增大，在一个开关周期内，C1电压偏差量增大;当Ib2-Ib1=2I0时，C1电压偏差量的变化与Lr的变化无关;当Ib2-Ib1＜2I0时，随着电感值Lr的增大，C1电压偏差量减小。

由式(55)可知随着Ib1的增大，在一个开关周期内，C1的电压偏差量减小。

如图3所示，Ib2＞I0，所以

所以由式(56)可知随着Ib2的增大，在一个开关周期内，C1的电压偏差量增大。因此，在满足设计规则前提下，电流设定值Ib2应尽可能取较小值。

由式(57)可知当Ib2-Ib1＜2I0时，随着电感值Lr的增大，在一个开关周期内，C2电压偏差量增大;当Ib2-Ib1=2I0时，C2的电压偏差量变化与Lr的变化无关;当Ib2-Ib1＞2I0时，随着电感值Lr的增大，C2电压偏差量减小。

由式(58)可知随着Ib1的增大，在一个开关周期内，C2的电压偏差量增大。

如图3所示，Ib2＞I0，所以

由式(59)可知随着Ib2的增大，在一个开关周期内，C2的电压偏差量减小。因此，在满足设计规则前提下，电流设定值Ib2应尽可能取较小值。

2 控制策略

2.1 辅助谐振电路的逻辑控制

如图3所示，当逆变器主开关要改变开关状态时，相比于硬开关逆变器，主开关的切换要滞后一定的时间T2+T3，使uCr下降到零以后，完成主开关切换。在主开关原动作时刻t0，关断Sa2，同时开通Sa3，经过时间T2，当检测到iLr上升到Ib1时，关断Sa1。然后再经过时间T3，当检测到uCr下降到零时，主开关开始切换。主开关切换以后，经过时间T4+T5，主开关全部开通，桥臂处于短路状态，同时开通Sa2和关断Sa3，然后再经过时间T6，当检测到iLr反向上升到Ib2时，关断主开关，桥臂恢复到正常状态。然后再经过时间T7，当检测到uCr增大到E时，开通Sa1。根据式(2)，式(8)，式(10)和式(15)，可以计算出以上的控制时间，其中可以通过改变Sa2的开通时刻来调节T5。为方便控制，当参数值Lr、Cr、Ib1和Ib2确定以后，取I0为最小值，来计算T3;取I0为最大值，来计算T7，这样以上各控制时间都可以是固定值，不随负载电流变化，所以辅助谐振电路可以采用固定时间控制。

2.2 三相逆变器控制

电路的主开关都并联了缓冲电容，其关断可以认为是软关断，所以只需考虑怎样实现主开关的零电压开通。本文采用新型空间矢量脉宽调制(space vector pulsewidthmodulation，SVPWM)方法［10］，使3个桥臂上的主开关同时发生切换，零电压凹槽出现在每个开关周期的初始部分，这样需要零电压开通的3个开关器件就可以在零电压凹槽内同时完成开通，可以减少辅助谐振电路开关动作次数。在每个开关周期内，辅助谐振电路只要工作1次，就可以完成所有主开关的零电压开通，有利于降低辅助谐振电路的损耗，具体方法见文献［10］。

3 实验结果

根据图1制作了功率3 kW实验样机，三相阻感性负载接在逆变器输出端。实验电路参数值如下:输入直流电压E=200V，最大输出电流I0peak=14 A，谐振电流设定值Ib1=Ib2=20 A，输出功率P0=3 kW，直流侧电容C1=C2=5 600μF，谐振电感Lr=20μH，缓冲电容Cs=68 nF，负载电感La=Lb=Lc=1mH，负载电阻Ra=Rb=Rc=10Ω，输出频率f0=50 Hz，开关频率fc=10 kHz。将参数值代入式(18)～式(26)中，可以验证参数满足要求。

直流母线电压ubus和谐振电流iLr的实验波形如图6(a)所示，ubus的波形出现了零电压凹槽，所以逆变器的主开关可以在零电压条件下完成切换。Sa1开通和关断时的电压uSa1和电流iSa1的实验波形如图6(b)所示，Sa1开通时，端电压uSa1先降到零，然后电流iSa1开始上升，Sa1实现了零电压开通;Sa1关断时，uSa1以较低的变化率增大，Sa1实现了零电压关断。Sa2开通和关断时的电压uSa2和电流iSa2的实验波形如图6(c)所示，Sa2开通时，iSa2以较低的变化率反向增大，Sa2实现了零电流开通;Sa2关断时，iSa2已经先下降到零，Sa2实现了零电流关断。Sa3开通和关断时的电压uSa3和电流iSa3的实验波形如图6(d)所示，Sa3开通时，iSa3以较低的变化率增大，Sa3实现了零电流开通;Sa3关断时，iSa3已经先减小到零，Sa3实现了零电流关断。在输出频率为50Hz时，三相输出的相电流ia，ib和ic的实验波形分别如图6(e)所示，可以看出逆变器输出的相电流的波形无明显畸变，辅助谐振电路对逆变器的输出无明显影响，逆变器的输出可以被很好地控制。

为验证所提出的软开关逆变器在效率上的优势，在相同实验条件下对软开关逆变器和和硬开关逆变器进行了效率测试，测试时硬开关和软开关逆变器都保持输出相电压有效值110 V不变，通过改变负载电阻使硬开关和软开关逆变器的输出功率都达到3 kW，然后再分别测量其输入功率，最后用输出功率除以输入功率得到效率。考虑到读取误差，在同一条件下测量4次，最后取其平均值。在输出功率3 kW时，软开关逆变器的实测效率达到96.2%，相比于硬开关逆变器，效率提高2.6%。

此外，为验证在相同开关频率下，提出的零电压持续时间可调节的软开关逆变器在直流电压利用率方面的优势，与文献［2］中零电压持续时间是固定值的软开关逆变器进行了直流电压利用率对比。实验中直流电源电压200 V保持一定，在开关频率10 kHz时，通过选取谐振参数使文献［2］中逆变器的每个开关周期的直流母线零电压持续时间为固定值20μs，该时间不能通过辅助开关来调节，测得逆变器输出线电压的基波幅值为183 V，直流电压利用率为0.915;提出的软开关逆变器可以通过调节双向辅助开关的占空比将每个开关周期的直流母线零电压持续时间减小到15μs，测得逆变器输出线电压的基波幅值分别为188 V，直流电压利用率为0.94，所以提出的软开关逆变器通过控制双向辅助开关能获得可调节的直流母线零电压持续时间，不仅可以应用灵活的脉宽调制策略，而且还有利于改善逆变器的直流电压利用率。

图6 实验波形Fig.6 Experimentalwaveforms

4 结 论

本文提出了一种双向开关辅助换流的并联谐振直流环节软开关逆变器的拓扑结构，与相关文献提出的拓扑结构相比，其显著特点是辅助谐振电路中有2个辅助开关器件串联在一起构成了双向辅助开关，通过该双向辅助开关既可以调节直流环节电压的下降时刻，也可以调节直流环节电压的上升时刻，这样就得到了可调节的零电压持续时间，便于应用各种灵活的脉宽调制策略，而且有利于改善直流电压利用率。通过实验研究得出如下结论:①直流母线电压波形出现了零电压凹槽，为逆变器桥臂上主开关的切换提供零电压开关条件;②逆变器辅助开关在谐振电路工作过程中也实现了软开关动作，而且开关器件承受的电压值不高于直流电源电压;③三相逆变器输出的相电流被很好地控制，电流波形为光滑的正弦波;④在输出功率3kW的原理样机上得到了96.2%的实测效率，相比于硬开关逆变器，效率有明显提高。

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(编辑:刘素菊)

Parallel resonant DC link inverter with a bidirectional switch-assisted commutation

WANG Qiang， LIU Yan-song， cHEN Xiang-xue， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin
(college of Information and control Engineering，Liaoning Shihua University，Fushun 113001，china)

A novel parallel resonant Dc link soft-switching inverter was presented to improve the inverter efficiency.The voltage on Dc link decreased to zero periodically.Main switches could be operated under zero-voltage and auxiliary switches could be also operated under zero-voltage or zero-current.In addition，by controlling a bidirectional switch composed of two series auxiliary switches in the auxiliary circuit，duration of zero-voltage on the Dc link in the inverterwas regulated to apply flexible pulsewidthmodulation strategy.Based on equivalent circuits in differentmodes，the operation principlewas analyzed and design rule was presente.Besides，themathematicalmodels for auxiliary resonant circuit loss and voltage deviation of voltage dividing capacitors were also established.A 3kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate that soft-switching operation of allmain switches and auxiliary switches could be realized.Therefore，the soft-switching inverter presented can effectively reduce switching loss.

inverter;resonant;soft-switching;bidirectional switch;zero-voltage

10.15938/j.emc.2015.04.012

TM 464

A

1007-449X(2015)04-0072-09

2014-07-12

国家自然科学基金(51207069);辽宁省教育厅科研项目(L2013146);中国博士后科学基金(2013M531349)

王 强(1981—)，男，博士，副教授，研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制;刘岩松(1989—)，男，硕士研究生，研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制;陈祥雪(1991—)，女，硕士研究生，研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制;王天施(1970—)，男，博士，副教授，研究方向为电力系统继电保护;刘晓琴(1975—)，女，博士研究生，副教授，研究方向为电力系统故障诊断。

王 强