逆变器前端倍压LC谐振推挽式直流变换器

袁义生，朱本玉，罗峰

（华东交通大学电气与电子工程学院，江西南昌330013）

以燃料电池为输入的逆变系统中，前端DC/DC 变换器效率很大程度影响整个系统效率，其结构也多种多样，其中，推挽式直流变换器因为结构简单、成本较低，被广泛应用于各类逆变器、不间断电源中。然而，传统的推挽电路存在开关管硬开关损耗大，效率低，二极管电压尖峰高的缺点。因此，许多软开关推挽电路陆续被提出和研究，可将其分为3大类：四管推挽电路［1-2］，三管推挽电路［3］，LC谐振推挽电路［4］。

本文提出了一种软开关推挽式直流变换器。副边采用了一种倍压整流结构，利用倍压电容充当谐振电容作用，摒弃了原有串联LC谐振［5］的推挽电路多周期谐振现象的缺点，且可以通过调频工作来调节输出电压。变压器也不需要留气隙，励磁电流小，使得开关管开通和关断都是零电流。二极管承受最大电压时输出电压，实现零电流开关。分析了各个阶段的工作原理。推导了电路的电压增益特性。驱动电路采用UC3867 控制。制作了一台逆变样机，测试研制了电路分析的正确性与高效性。

1 变换器工作原理

1.1 变换器拓扑

图1 示出所述DC-DC 变换器的电路框图。变换器原边由主开关管（Q1，Q2），变压器TX 初次侧双绕组组成。副边由变压器漏感Llk3和Cr组成的谐振环路和变换器的二次侧，以及整流二极管（Do1，Do2）组成。其中Ds1，Ds2为MOSFET Q1，Q2的内部寄生二极管，Cs1，Cs2为其体电容和外并电容之和，Co为输出电容；各物理参考方向如图1所示。

图1 所提推挽副边LC谐振变换器Fig.1 Proposed LC resonant push-pull converter

1.2 工作模式分析

分析工作原理前，假设如下条件：

1）开关管与二极管为理想器件；

2）变压器参数满足N1=N2=N3/N（N 为原副边绕组匝比），Lm1=Lm2=Lm=Lm3/N2，N2Llk1=N2Llk2=Llk3远小于N2Lm（Lm为原边单个绕组的励磁电感值）；

3）Cs1=Cs2=Ceq。

图2为变换器主要工作波形。

开关周期内，分8 个工作模式对变换器进行分析。各模式分析如下。

1）模式1［t0～t1］：开关管换流。t0之前，S2导通，原边励磁电流沿Uin—N2—S2回路反向上升，副边谐振至开路，电路处于励磁电感储能阶段，变压器原边电压谐振上升，副边开路时，原边被副边钳位。t0时刻关断S2，励磁电感、漏感与Cs1，Cs2谐振，Cs2充电使得us2上升，Cs1放电使得us1下降。up2由反向减小到正向增加。该过程励磁电流认为不变。

图2 主要工作波形Fig.2 Main operation waveforms

2）模式2［t1～t2］：电流下降。t1时刻，励磁电流迅速转移至副边。副边开始谐振，忽略漏感，谐振回路为N3—Do1—Cr—N3，Cr上电压谐振上升，电流谐振下降。原边受副边牵制，Cs1，Cs2，Llk1，Llk2参与谐振，各电流量在阻尼谐振下迅速将至零。原边绕组电压被副边钳位在ucrd/N，电压us1，us2恒定在某一值。t2时刻，iin下降到零。副边电流io1下降至一较小值，令为Imd=io1（t2）；ucr变化不大，令其上升至Ucrg。本阶段结束时，开通开关管S1。

3）模式3［t2～t3］：谐振电容Cr储能。t2时刻，S1导通，原、副边励磁电感、漏感和谐振电容Cr谐振。原边电流从零开始谐振变化，us1谐振下降，us2谐振上升；io1从零（或一较小值）谐振变化，Cr上电压增加。t3时刻，原边电流下降到等于励磁电流，us2上升至一定的值；副边电流谐振到零，ucr上升至最大值，此阶段结束。

4）模式4［t3～t4］：励磁电感充电。t3时刻，副边停止谐振，原边电压立即被Uin钳位。此后，原边励磁电流继续上升，回路为Uin—N1—S1—Uin，副边绕组开路。电流iin（本阶段中即励磁电流）线性增加。

5）模式5［t4～t5］：开关管换流。在t4时刻关断S1，励磁电感、漏感与电容Cs1，Cs2谐振，Cs1充电使得us1上升，Cs2放电使得us2下降。up1由正向减小到反向增加。由于漏感相对于励磁电感较小，故可忽略。该过程励磁电流可认为不变。t5时刻，原边电压up从Uin下降到［（Ucru-Uo）/N］，us1从0 增加到［Uin-（Ucru-Uo）/N］，us2从2Uin降低到［Uin+（Ucru-Uo）/N］。副边绕组电压为Ucru（该电压定义为Cr上电压峰值），使得二极管Do2导通。

6）模式6［t5～t6］：电流下降阶段。t5时刻，励磁电流迅速转移至副边。副边开始谐振，忽略漏感，谐振回路为N3—Cr—Do2—Co—N3，Cr上电压谐振下降，电流谐振下降。原边受副边牵制，Cs1，Cs2，Llk1，Llk2参与谐振，各电流量在阻尼谐振下迅速将至零。Ucr下降较小，故认为原边绕组电压被副边钳位在（Ucru-Uo）/N，电压us1，us2恒定在某一值。t6时刻，iin下降到零。副边电流io1下降至一较小值，电路稳态运行时，由对称性知，io2（t6）=Imd；ucr变化不大，令其下降至Ucrh=ucr（t6）。本阶段结束时，开通S2。

7）模式7［t6～t7］：原边向负载供能。t6时刻，S2导通，原、副边励磁电感、漏感和谐振电容Cr谐振。原边电流从零开始谐振变化，us2谐振下降，us1谐振上升；io2从零（或一较小值）谐振变化，Cr上电压继续下降。t7时刻，原边电流下降到等于励磁电流，us2上升至一定的值；副边电流谐振到零，ucr上升至最大值，此阶段结束。

8）模式8［t7～t8］：励磁电感充电。t7时刻，副边停止谐振，原边电压立即被钳位在（-Uin）。此后，原边励磁电流继续上升，回路为Uin—N2—S2—Uin，副边绕组开路。电流iin（本阶段中即励磁电流）线性增加。

2 调制方式及电压增益

2.1 调制方式

本电路采用调节开关频率fs的方式来控制输出电压。为了满足开关管和二极管的ZCS条件，开关频率fs应该小于谐振频率fr。同传统的LLC谐振电路一样，调制频率比m（m=fs/fr）要小于1。m小于0.5时导致励磁电流断续，在模式2和模式6后会各插入1个励磁电感和各半导体器件寄生电容谐振的阶段。因此，m小于0.5和大于0.5，电路电压增益需区别分析。另外，为降低关断损耗，采用固定导通时间的调频工作模式，导通时间接近于Tr/2，使得模式4和模式8时间短，可忽略。

2.2 电压增益

谐振电容Cr在半个周期内充电存储能量，另半个周期内和输入电源以前放电释放能量给负载。依据能量平衡可推得

式中：Ucru为Ucr最大值；Ucrd为Ucr最小值。

忽略短过程模式1，4，5，8。只考虑有能量传输的模式2，3，6，7。可得综合各能量传导模式的变换器等效工作模型如图3 所示。其中mNUin代表模式3和模式6中输入电压折射到副边的平均值；（1-m）Um代表模式2 和模式6 中励磁电感电压平均值。

图3 变换器综合等效模型Fig.3 Comprehensive equivalent model of the converter

可以推导得到：

式中：Ucrg为模式2阶段末副边谐振电容上的电压。模式3中列谐振方程组，可得到：

将式（3）代入式（2）可得

将式（4）代入图3 中可以推导得到电压增益公式如下：

其中

3 设计及实验

将所提电路应用在一台车载逆变器中，作为前级隔离升压电路如图4 所示。输入电压Uin=10～15 V，逆变器输出电压220 V，额定功率600 W。前级电路采用固定导通时间的调频控制，后级电路采用数字控制。

图4 系统总电路Fig.4 The complete circuit

3.1 前级电路参数设计

定义当输入电压最低为10 V时，取最高电压增益2。可得到如下公式：

则最小电压增益为

依据式（4）和式（5）绘出h 随电压增益变换曲线关系如图5 所示。由图5 可知h 对增益的影响很小。

为降低励磁电流，取较大值h=266，设计变压器时可不留气隙，由式（5）、式（6）可知Q 值与电压增益关系如图6所示，Q值越小（负载越大），增益下降越快。由最小增益选取Q=17.8，选取适当的导通时间Ton（=5 μs），根据Q 值、h 值以及Ton即可定义谐振电容Cr、漏感以及励磁电感参数。最终的样机参数为：开关频率fs＝40～80 kHz，绕组变比N＝2∶2∶40，原边Lm＝16 μH，N2Lm＝6.4 mH，Llk3＝12 μH，Cr＝106 nF，Co＝470 μF，TX 为铁氧体ER42，Q1，Q2为IRF3205，Do1，Do2为RHRP1560，T1～T4为GW45HF60WD，Lac＝2 mH。

图5 系统总电路Q=13时电压增益曲线Fig.5 Voltage gain characteristic waves at Q=13

图6 h=266时电压增益曲线Fig.6 Voltage gain curves at h=266

3.2 试验结果分析

图7 为额定负载下工作波形，励磁电流相对谐振电流非常小，因此开关管的关断损耗小。在Uin=10 V，12 V，15 V 条件下，开关管实现了零电流导通和零电流关断，副边二极管零电流关断。图7c中，m值已小于0.5，导致励磁电流一段时间近似为零，励磁电感和电路电容谐振，电压us1随谐振有所下降。

图8 反映额定输入输出下Do1的电压电流及ucr波形，uDo1没有电压尖峰。ucr类似梯形波，仅在模式3 和模式7 阶段电压迅速变化，其他阶段因励磁电感能量小而变化不明显。ucr平均值约200 V，为Uo的一半，与理论分析一致。

图7 不同输入电压下满载测试ugs1，us1，is，Uo的波形Fig.7 ugs1，us1，is and Uo waveforms at different input voltage and at rated output power

图8 12 V输入满载下is，ucr，uDo1和ugs1波形Fig.8 is，ucr，uDo1and ugs1 waveforms at 12 V input voltage and full load

图9 显示了额定投载时ugs1，Uo，逆变输出电流iac和逆变输出电压uac之间的动态特性。可见在空载下前级电路采用了间歇式工作以稳定输出电压Uo，而投满载后，输入电池电压下跌，前级电路工作在m=1的最大状态，电压Uo比空载下要低，被控制到能达到的最大值380 V，以符合后级逆变电路的要求。12 V输入电压条件下，随着输出功率的变化，可测得整机的效率变化。轻载时，随着负载的增加，效率逐渐提高，接近额定负载时，效率达到最高，此处测量为91.5%，负载继续增加，效率会呈下降趋势，额定负载时，效率达90.3%。

图9 额定600 W投载下ugs1，Uo，iac，uac波形Fig.9 ugs1，Uo，iac，uac waveforms at rated 600 W load

4 结论

针对电池输入的逆变系统前端电路结构，提出了一种软开关的推挽直流变换器，该变换器具有以下特点：

1）电路采用调频率工作方式，最大电压转换比为2Ns/Np；

2）开关管能在宽范围负载下零电流开通，很小的励磁电流下关断；二极管零电流开关；

3）变压器副边为倍压结构，只需要2 个整流二极管，且副边绕组匝数比传统电路中减少了。

该电路应用于低压大电流输入场合，有效地降低了现有推挽电路的开关损耗，提高了逆变系统的效率，也解决现有的LC谐振类推挽电路无法调节输出电压的问题，具有一定的实际应用意义。

［1］ Wu T F，Hung J C，Tsai J T，et al.An Active-clamp Push-pull Converter for Battery Sourcing Applications［J］.IEEE Trans.on Industrial Applications，2008，44（1）：196-204.

［2］ Williams T C，Williams B W，Finney S J，et al.Energy Recovery Snubber Circuit for a DC/DC Push-pull Converter［J］.IET Power Electron.，2012，5（6）：863-872.

［3］ 袁义生，伍群芳.ZVS三管推挽直流变换器［J］.中国电机工程学报，2012，32（33）：23-30.

［4］ Boonyaroonate，Moris.A New ZVCS Resonant Push-pull DC/DC Converter Topology［C］//IEEE Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition.Dallas，USA：IEEE，2002：1097-1100.

［5］ Ryan M J，Brumsickle W E，Divan D M，et al.A New ZVSLCLresonant Push-pull DC-DC Converter Topology［J］.IEEE Transaction.ns on Industry Applications，1998，34（5）：1164-1174.