一种高速、高压PIN开关驱动器的设计

汪 亮，高火涛，谭 莹，张华君

(武汉大学电子信息学院，武汉 430072)

0 引言

PIN二极管开关具有高速、高功率的特点，广泛应用在通信对抗、通信等电子系统中，代替机械式开关，承担不同通道之间的高速切换任务[1]。小信号PIN开关的切换速度可以做到纳秒级，开关频率也可以做得很高;大功率开关由于受到驱动器的限制，开关的切换时间往往很慢，一般达20 μs～50 μs。国外 PIN 二极管开关的研制起步早，市场上成熟的产品较多。在大功率半导体开关领域，美国Comtech PST Corp的产品性能比较突出，产品的频率范围涵盖高频、射频和微波，产品功率从15 W～4 000 W不等。高频段方面，该公司提供了一款大功率PIN二极管开关HH20-021，它的使用频率范围是1.5 MHz～30 MHz，输入功率达1000 W，切换速度达50μs，开关最大工作频率可达2 kHz。国内PIN二极管开关的研究起步晚，市场上成熟的产品少，对于不同的应用场合，需要自行设计PIN二极管收发开关，PIN开关驱动器是高频大功率开关设计的难点之一。

本文所设计的驱动器对应的天线收发开关，应用于高频雷达领域[2]，天线的工作频率为2 MHz～30 MHz。开关要求切换速度低于10 μs，工作频率达2 kHz，承受功率达300 W。目前，在国内外找不到符合要求的产品，需要重新设计合适的开关驱动器。

1 驱动器电路原理与分析

驱动器的输入端通常接入晶体管-晶体管逻辑(TTL)控制电平(逻辑1=+5 V;逻辑0=0 V)，输出端电压受输入端控制，可实现两种极性的直流电压的切换。通过开关电路的功率到电压的换算，在开关截止时，驱动器需要输出240 V的反向截止电压，在开关导通时，驱动器需要输出-12 V的正向导通电压。根据以上要求，可以采用三极管互补对称电路[3]来实现驱动器的设计。驱动器的电路原理图如图1所示，TP为TTL控制信号接入点，B1为驱动器输出点，7404在电路中起波形整形的作用，将不规则的输入波形整形为方波，MC1488为电平转换器，将TTL电平转换成RS232电平(逻辑1=-3 V～-15 V;逻辑0=+3 V～+15 V)，用来驱动下一级的三极管。在电路中Q1、Q2、Q4为耐高压的三极管，Q3为普通三极管。当TP为高电平时，Q1导通，Q2饱和，Q3和Q4截止，B1输出240 V截止电压;当TP为低电平时，Q1和Q2截止，Q3和Q4饱和，B1输出-12 V导通电压。

图1 驱动器电路原理图

在驱动器的设计中，三极管工作点非常重要，三极管是否工作在饱和区，可以通过基极电流Ib和集电极饱和电流Ic(sat)的关系来确定。硅管类的三极管发射结的导通电压Vbe一般为0.6 V，当图1中Q2工作在饱和状态时，设B1处接入的负载为Rc，那么Ic(sat)大小可由式(1)近似求得，Ib可由式(2)来计算。当Ib和Ic(sat)满足式(3)时，Q2工作在饱和区，式中β为三极管直流电流增益。实际应用中，R3通常取10 K左右，由式(1)～式(3)可得R2的取值范围，见式(4)，确定R2、R3的阻值后，Q2的工作点就可以确定了。

在电路实测过程中，本驱动器存在两大问题:第一，电路工作不稳定，开关工作时带有很明显的电流冲击声，三极管Q2发热严重很容易烧坏，另外驱动器工作频率很低，只有1 kHz左右;第二，输出端的电平切换速度很慢，尤其反映在开关的截止时间上。要想克服以上问题，必须将电路加以改进。

2 改进型驱动器电路

经分析可知，问题一产生的原因是:当TP下跳沿来临，Q2由饱和状态切换为截止，Q4由截止状态切换为饱和，因为Q2、Q4的工作电压不对称，它们切换状态所需的时间不同，所以Q2在Q4饱和前还没来得及截止，此时Q2内部会产生很大的电流冲击，这种电流冲击对电路是有害的，是造成电路不稳定的主要原因。第二个问题产生的原因是:Q2由截止切换至饱和时，基极电流太小，Q2无法快速进入饱和状态，导致了驱动器切换速度过慢。

电路的具体解决方案是:在驱动电路前级加入延时电路，让Q4的切换时刻滞后，这样Q2内部就不会有电流冲击，从而解决电路稳定的问题。要想调节Q2基极电流有两种方法:方法一是调节三极管Q2基极和集电极的限流电阻，加快PN结充放电时间，缩短Q2进入饱和所需的时间，从而改善驱动切换速度;方法二是加入加速电容。图2为改进后的驱动器电路原理图。在实际测试中仅仅调节Q2基极和集电极的限流电阻，不能明显改善驱动器的切换速度，在R2上并联一个加速电容[4]后，可以很好地改善驱动器切换速度。

图2 改进后驱动器电路原理图

2.1 延时电路的原理

延时电路原理图如图2所示，电路通过RC电路实现输入信号的延时，利用二极管的单项导通特性来实现不同时段的延时[5]，电路中O、A、B三点的时延关系如图3所示。当O点上调沿来临时，D2导通D1截止，此时D2和R8的并联电阻非常小，D1与R7的并联电阻接近R7，C2比C1的充电速度更快，B点比A点更快到达高电平。当O点下降沿来临时，D1导通D2截止，此时D1和R7的并联电阻非常小，D2与R8的并联电阻接近R8，C1比C2的充电速度更快，A点比B点更快到达高电平。

图3 O、A、B三点的时序关系图

在O点波形上跳沿时，根据相关电路原理，A点电压变化满足式(5)。假设初始条件VA(0)=0，可解A点电压的表达式见式(6)，式中R7与C1乘积为时间常数τ1，通过改变R7或者C1，可以达到调节O点上升沿时刻A点对应的延时。同理，当O点由VH跳变为低电平时，A点波形基本无时延，而VB的电压满足式(7)，通过调节R8或者C2，可以调节O点下降沿时刻B点对应的延时τ2。加入延时电路后，消除了Q2在状态切换时内部产生的电流冲击，从而解决了电路的稳定性问题。

2.2 加速电路

如图4所示，驱动器的输出端波形在时间上往往滞后于输入端的控制信号，这一现象称作驱动器的脉冲响应[4]。图中tPLH为截止时间，tPHL为导通时间，它们反映了驱动器的响应速度。td为线路延时时间，通常比较小。tr与tf分别为输出波形的上升、下降时间，它们取决于晶体管的特征频率fT，还与晶体管工作点有关。ts为存储时间，由三极管存储效应引起，与晶体管工作点有关。在晶体管共发射极应用时，tr、tf、ts可由式(9)～式(11)来确定。

图4 驱动电路的脉冲响应

式中:k1、k2、k3是与晶体管放大系数、截止频率有关的常数;IBF为晶体管基极电流;IBR为晶体管反向基极电流;ICS为集电极电流;hFE为晶体管共射级的电流放大系数。分析可知，tr与IBF成反比，tf与IBR成反比，ts与IBR成反比与IBF成正比。要想提高驱动器的响应速度，必须合理地增大晶体管的IBF和IBR，最直接的办法就是减小基极限流电阻。但在实际测试中，减小基极限流电阻对响应速度的改善不是很明显，同时基极限流电阻太小，会使晶体管工作在过饱和状态，增大静态功耗。面对以上问题，可以通过加速电路[6]来克服。

为了加快负载端电压的变化率，通常会在驱动电路中的电阻两端并联一个电容，这个电容称为加速电容。如图2所示，在电阻R2两端并入加速电容C3后，就构成了一个局部加速电路。当输入由低电平跳变到高电平时，因为电容两端电压不能跳变，电容C3将电阻R2短路，此时Q2基极会产生很大的正向电流，使Q2快速进入饱和状态。Q2饱和时，给C3充电，当Q2截止时，基极过量的电荷可以通过电容迅速释放，减小存储时间，实现加速作用。在状态切换的过程中，Q2基极电流的变化如图5所示，其中IBDC为基极静态电流。加速电容大小和晶体管的型号以及驱动电路工作的频率都有关系，对于一般的晶体管来说，容量约为数十皮法至数百皮法之间，具体的容量要通过实测电路的输出波形来确定。

图5 Q2基极电流波形

3 实验结果及分析

通过加入延时电路，驱动器可以稳定地工作在2 kHz处。在没有加入加速电容之前，驱动器工作在1 kHz处的响应速度如图6所示，驱动器的截止时间为 36 μs，导通时间为 6.8 μs，驱动器的截止时间明显过慢，根本就不能胜任高速PIN开关的要求。引入加速电路以后，驱动器的截止时间明显缩短，图7为引入加速电路之后驱动器的速度响应实测结果。从图中可以看出，驱动器的截止速度为5.6 μs，导通时间为8 μs，可以很好地满足大功率短波天线收发开关的高速要求。

图6 未加入加速电容时开关的响应速度

图7 加入加速电容时开关的响应速度

4 结束语

实验证明:加入延时电路及加速电路，可以很好地解决短波天线收发开关面临的工作不稳定、开关反应速度慢等问题。在设计开关驱动电路中，要合理地选择三极管的静态工作点，防止三极管工作在过饱和点，增加电路的静态功耗。另外，选择特征频率较高的晶体管，可以提高驱动器的响应速度。本文介绍的开关驱动器，具有较高的直流截止电压(240 V)和快速的开关响应速度(截止时间为5.6 μs，导通时间为8 μs)，可以很好地满足大功率、高速要求的天线收发开关。

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