基于多周期欠采样技术的生物电阻抗成像硬件系统*

2015-05-06侯海岭王化祥陈晓艳

传感技术学报 2015年2期

关键词：虚部实部控制板

侯海岭,王化祥,陈晓艳

(1.天津大学电气工程与自动化学院,天津 300072;2.天津科技大学电子信息与自动化学院,天津 300222)

基于多周期欠采样技术的生物电阻抗成像硬件系统*

侯海岭1,2,王化祥1*,陈晓艳2

(1.天津大学电气工程与自动化学院,天津 300072;2.天津科技大学电子信息与自动化学院,天津 300222)

生物医学研究表明,人体组织复阻抗的实部和虚部均包含着丰富的生理和病理信息,而复阻抗的虚部信息很微弱,不易提取,要求激励频率达到1 MHz以上,提取出虚部信息,从而提高诊断准确性。针对该问题,本文设计了一种基于CAN总线的生物电阻抗成像系统硬件电路,使激励信号的频率扩至10 MHz。电路中采用数字合成器AD9852为各数据采集单元提供统一的时钟信号,采用16位1MSPS的模数转换器AD7677以及多周期欠采样技术对高频段波形采集信号,最后利用数字相敏解调技术获取复阻抗的实部和虚部信息。

生物电阻抗成像;欠采样;数字合成器;数字相敏解调

生物医学研究表明,人体各个组织(器官)具有不同的阻抗特性[1],且一些病理现象和生物活动均会引起人体组织阻抗的变化[2-3]。因此生物组织阻抗中携带着丰富的病理和生理信息。Brown等人于1985年首次论述了电阻抗断层成像EIT(Electrical Impedance Tomography)技术可能的医学应用,并提出将其应用于肺部通气过程图像监测[4-5]。

人体组织的复阻抗的实部和虚部包含着丰富的生理和病理信息,而通常复阻抗的虚部信息很微弱,不易提取,要求激励频率达到1 MHz以上[5],从而丰富成像信息,提高诊断准确性。

将激励频率扩展至1 MHz以上,电路设计中需要解决一些问题。首先,工程上,根据奈奎斯特采样定理,采集频率一般为实际信号频率的5～10倍,并且对于生物医学来说,需要确保分辨率,因此,硬件电路要选择高速、高分辨率的模数转换器。如激励频率为10 MHz时,则采集频率至少为50 MHz～100 MHz,对于模数转换器(ADC)的选型带来困难。并且,更重要的是,在高频段,电路中存在的分布参数会对有用信号产生很大的影响[6]。针对以上两个问题,硬件电路选用了16位、1MSPS的模数转换器AD7677,采用多周期欠采样技术,解决高速采集问题;利用DSP强大的数据处理能力,采用软件补偿的方法,消除分布参数对有用信号的影响。

1 硬件系统的总体结构

基于CAN总线的生物电阻抗成像硬件系统由中间控制板+多个数据采集板构成,结构框图如图1所示。基于DSP的中间控制板作用:①接收上位机发来的指令及上位机与数据采集板间的数据中转;②时钟发生器,为各数据采集板提供统一的时钟信号;数据采集板的作用:①同步实时采集各通道电压,并进行数据处理;②信号发生器,产生激励信号及同步采样信号;③通过CAN总线上传数据。

图2 中间控制板系统框图

1.1 中间控制板的电路结构

中间控制板电路原理框图如图2所示。该电路以32位定点DSP芯片TMS320F2812为控制核心,外扩一片MAX3232,采用串口与上位机通信。外扩一片SN65HVD230-CAN总线驱动器,与数据采集板通过CAN总线进行数据通信。电路采用TMS320F2812的XINTF外部扩展接口与数字合成器AD9852通过典型的三总线连接;因为电路只使用AD9852的可编程时钟发生器功能,因此,为了降低功耗,只开启数模转换器和比较器,使功耗最小化;采用工作模式0。AD9852的电流输出端经过电流/电压转换后,通过低通滤波器电路后接内部比较器的输入,比较器的输出端接SN65LVDS108-8端口低压差分信号缓冲器,驱动时钟信号向各数据采集板提供统一的时钟信号,该信号频率范围是0～80 MHz。

电源采用一片TPS767D318为中间控制板供电,分为3.3 V和1.8 V两路输出,每路输出电流最大1.0 A。TMS320F2812在150 MHz工作频率,所有外设均启用的情况下,根据数据手册,最大需要355 mA,而AD9852在只启用比较器的情况下,根据数据手册,不超过50 mA,因此电流总和小于500 mA,一片TPS767D318完全满足应用。

1.2 数据采集板的电路结构

图3 数据采集板系统框图

数据采集板的电路原理框图如图3所示。该电路采用DSP+FPGA结构,充分利用DSP强大的运算能力以及FPGA的灵活的可编程特性。32位定点DSP芯片TMS320F2812作为控制核心,外扩一片SN65HVD230收发器,通过CAN总线与中间控制板进行数据传输。FPGA选用赛灵思SPARTAN3E系列的XC3S250E,100管脚。应用中FPGA主要用作一块容量为256个字的双口RAM。DSP利用XINTF外部扩展接口,采用典型的三总线结构与该双口RAM的A口相连,A口的时钟端连接DSP的XINTF时钟输出端XCLKOUT。程序利用TMS320F2812的片上引导ROM中的IQMath表产生14位的正弦数字信号。根据采样频率(该采样频率不能超出模数转换器AD7677最大采样率为1 Msample/S),采用第14位决定是否采样,0为进行采样,1为不采样。双口RAM的B口输出上述的15位数字波形信号及采样信号,B口的时钟端接来自于中间控制板的时钟信号。由于各个数据采集板的双口RAM的数据输出端B口的时钟均取自于统一的时钟信号,因此,各个数据采集板的激励信号和采集信号都保持同步。FPGA输出14位的激励信号波形至14位的数模转换器AD9754,使数字信号转换为模拟信号[6];对AD9754输出的电流模拟信号采用AD8066高速放大器进行电流/电压转换、放大后,变换为大约-2.5 V～2.5 V之间的激励信号。激励信号或者电极的测量信号经过一个100 Ω的精密电阻,通过两个16位的1MSPS模数转换器AD7677测量该精密电阻两端的电压信号,通过计算获得流过该电阻的电流。AD7677采用8位的数字信号与DSP相连,两片AD7677共同组成16位,如图3所示。每个周期所有采样点进行乘累加运算后,即是数字相敏解调的实部和虚部。在主程序中对结果进行软件校正处理,数据处理好后,通过CAN总线发送给中间控制板。

2 多周期欠采样技术

2.1 多周期欠采样技术

如前面所述,人体组织阻抗的实部和虚部均包含着丰富的生理和病理信息,Jossinet[7]认为施加超过1MHz的激励信号会增加诊断价值,这是因为细胞内的生理状况是在较高频率段检测。而虚部信息需要在激励频率达到几MHz时才凸显出来;同时根据奈奎斯特采样定律,为保持信号的完整,采样频率fs至少是待采样信号最高频率fm的两倍以上,工程实践中fs通常采用5～10倍的fm。若激励频率为10 MHz,则fs是50 MHz～100 MHz。目前选择既要有较高的分辨率,又要具备如此高采样频率的模数转换器较困难。本文选择带宽为1 MSPS的模数转换器,采用多周期欠采样技术解决带宽问题。这种方法与示波器捕捉高于其最高采样频率的周期性波形方法类似,获得正弦波多个周期的采样点,每个周期的采样点数不为整数,使得各采样点在每个周期中的位置不同。通过合理地选择采样频率,所获得的样本与采用更高采样频率在一个周期内获得所需的样本是等价的[8],如图4所示。图中蓝色实线是频率为88.6 kHz的两个周期的正弦信号,红色圆圈采样点是在第1个周期内以17×88.6 kHz的采样频率采集的第1个周期的采样点,蓝色星号采样点是以17×88.6/2 kHz的采样频率采集的两个周期的采样点。由图4可见,同样的采样点通过两个周期获得,而采集频率则降低了一倍。

图4 多周期欠采样技术示例

对于采样频率fs的选择,为确保一个采集样本处于信号波形唯一的时间点上,应使fs与信号频率fm的比值是一个素数[9]。例如,fm=88.6 kHz,以每周期16个采样点的速率采集,17个采样点就是最接近的一个素数,在这种情况下,

fs=17 samples/cycle×88 600cycle/s

=1 506 200 samples/s

显然fs超出了1MSPS的采集速率。将fs除以2,得到fs=753 100 samples/s

由上式看出,通过两个采样周期同样获得17个时间点各不相同的样本,并且以这种方式获得的采样点与fs=753 100samples/s频率获得的采样点是相同的。

2.2 数字相敏解调

通过高速模数转换器获得原始测量数据后,通过相敏解调技术计算出复阻抗的实部和虚部,进而可求得幅值和相位[10]。相敏解调技术对于那些被高斯白噪声或其他非相干噪声污染甚至淹没于噪声中的有效信号的实部和虚部的提取是一个有效方法,它基于匹配滤波技术,当噪声为高斯白噪声时匹配滤波技术在各种形式的滤波器中最大程度地改善了信噪比[11-13]。

定义同相参考信号Vci,正交参考信号Vsi以及测量信号Vi分别为

Vci=cos(2πiFsig/Fs)

(1)

Vsi=sin(2πiFsig/Fs)

(2)

Vi=Acos(2πiFsig/Fs+φ)

(3)

式(1)～式(3)中Fs是采样频率,Fsig是信号频率,A是信号的幅值,φ是信号的初始相位。进行乘累加运算后得到,

(4)

(5)

式(4)～式(5)中,N=Fs/Fsig,从式(4)、(5)很容易算出幅值和相位。

2.3 实验验证

本文采用MATLAB结合数字相敏解调对多周期欠采样技术进行了数值实验验证。以上面提到的频率为fm=88.6kHz的信号为例,采样频率为fs=753 100samples/s,在两个周期内采集17个采样点,正弦信号以及采样点、参考点如图5(a)所示。表1所示是通过数字相敏解调后计算出来的实部和虚部,以及幅值和相位,通过数值实验验证,表明方法可行。图5(b)所示,信号频率为fm=10MHz,幅值为2.5,采样频率为fs=850 000samples/s,在200个周期内采集17个采样点。

图5 不同频率的信号

图6 系统单通道测量阻值

表1 频率为fm=88.6 kHz、幅值2.5的正弦信号

3 系统性能测试及静态实验结果

3.1 系统重复性测试

被测负载取自精密电阻箱,阻值分别取100 Ω、200 Ω和400 Ω,在激励频率100 kHz下,分别测50组数据,测量结果如图6所示。

以扩展不确定度ks表征系统的示值重复性[14],其计算公式为:

(6)

3.2 信噪比

系统的信噪比SNR(Signal-to-NoiseRatio)表示电子系统中信号与噪声的比值。电阻抗层析成像的逆问题具有病态性、不适定性,因此,国际上认为要区分出不同的阻抗分布,系统的信噪比至少要高于60dB。信噪比SNR为

(7)

通过测量,得到SNR为81.2dB。

3.3 静态实验

实验采用300mm的有机玻璃槽、浓度为0.7%的生理盐水以及玻璃棒来模拟人体组织中阻抗的不同分布,对16电极进行100kHz的激励和测量。如图7(a)、图7(b)和图7(c)所示。

图7 测量图

图8 成像效果

实验采用Landweber迭代算法利用所测量的电阻抗的幅值进行成像。该算法是最速下降法的一种变形,选择负梯度方向为其迭代方向。Landweber迭代法一般用来解决Fredholm积分方程的典型病态问题[15-16]。

Landweber迭代公式为

gk+1=Ak+1z=Akz+A0(z-SAkz)

(8)

可简化为

Ak+1=Ak+A0(I-SAK)

(9)

式中,g为m×1的灰度矢量矩阵;S为n×m的灵敏度系数矩阵。

迭代过程如下:

第1步,确定初始值A0

A0=αST,其中

(10)

式中,α为增益因子,用以控制收敛速度;λmax为SST方阵的最大特征值。

第2步,广义逆矩阵的迭代计算

Ak+1=Ak+A0(2I-SAk)

(11)

最后,在线一步成像

gk=Akz

(12)

式中,z为n×1阶的测量数据矢量矩阵。

成像效果如图8(a)和图8(b)所示。程序中采用了滤波算子,根据滤波算子上下限的不同,成像效果也有差别。

4 结论

本文针对高频段数据采集的难点,设计了一种基于多周期欠采样技术的生物电阻抗成像硬件系统。该系统的中间控制板为各个数据采集板提供统一的0～80MHz时钟信号,从而在数据采集板中信号发生器的配合下,使激励信号的频率可达10MHz。数据采集板采用DSP+FPGA结构,利用FPGA灵活的可编程性,将FPGA配置成信号发生器;利用DSP强大的数据处理能力,在DSP程序中实时地进行数字相敏解调的乘累加运算,然后对解调结果在主程序中进行补偿校正,以消除在高频段旁路阻抗对有效信号的影响。采用多周期欠采样技术,解决了高频段数据采集的问题。

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A Bio-Electrical Impedance Tomography System Hardware Based on Undersampling Technology*

HOUHailing1,2,WANGhuaxiant1*,CHENXiaoyan2

(1.School of Electrical Engineering and Automation,Tianjin University,Tianjin 300072,China;2.College of Electronic Information and Automation,Tianjin University of Science and Techonology,Tianjin 300222,China)

Biomediccal research has learned that the real and imaginary parts of the complex impedance of human tissue contain abundant information of physiology and pathology.While the imaginary part of the complex impedance information is so weak that it is difficult to obtain.However,it becomes easy to acquire imaginary part when the excitation frequency reaches above 1 MHz.Aiming at this problem,this paper designed a bio-electrical impedance tomography system hardware based on CAN bus.The system hardware makes the excitation frequency extend to 10 MHz.Digital synthesizer-AD9852 is adopted to provide the clock signal of uniform for data acquisition boards.Every data acquisition board uses 16 bit,1MSPS differential ADC-AD7677 to acquire data,and high frequency waveforms are sampled by using multi-cycle undersampling technology.At last,the real and imaginary parts of complex impedance are calculated by adapting digital phase sensitive demodulation technique.

bio-electrical impedance tomography;undersampling;digital synthesizer;digital phase sensitive demodulation