具有功率因数校正的全桥移相软开关电源设计

付贤松，张 远，2，牛萍娟

（1.天津工业大学大功率半导体照明应用系统教育部工程研发中心，天津 300387；2.天津工业大学电子与信息工程学院，天津 300387）

具有功率因数校正的全桥移相软开关电源设计

付贤松1，张 远1，2，牛萍娟1

（1.天津工业大学大功率半导体照明应用系统教育部工程研发中心，天津 300387；2.天津工业大学电子与信息工程学院，天津 300387）

传统高频电源效率较低且对电网造成了污染，运用功率因数校正技术和软开关技术可实现高效率和低污染.对功率因数电路和全桥电路进行了理论设计和参数估算，设计出了一款2 kW的电源样机，并给出了样机的功率因数和移相全桥ZVS的实验波形.结果显示设计可行，样机性能指标基本满足设计要求.

功率因数校正；零电压开关；移相控制

近年来，高频开关电源技术在理论研究和生产应用方面都取得了相当多的成果，其研究涉及电力电子、自动控制等众多技术领域[1].功率因数校正、软开关、电磁兼容性都是开关电源的研究方向[2].目前市场上普通的大功率高频开关电源噪音大、功率因数低、稳定性差[3]，并且会产生大量谐波，进而污染电网.高频开关电源内部应用了软开关技术和功率因数校正（PFC）技术，具有体积小、效率高、绿色节能、稳定性好等优点[4]，是当前通信电源行业研究发展的主流方向.本文运用功率因数校正技术和全桥移相软开关技术，研制了一款大功率、低功耗、低噪音的高性能开关电源，并对样机进行了实验分析.

1 整体设计

本文根据设计指标研制了一款大功率高性能开关电源.该电源分为前级和后级，前级为采用BOOST结构的有源功率因数校正电路，控制芯片选取TI公司的UC3854；后级为采用移相控制软开关技术的全桥变换器，控制芯片选取TI公司的UCC3895.主电路主要包括单相交流输入电源、整流滤波电路、功率因数电路、移相全桥变换电路、高频变压器、输出整流滤波电路[5]，系统框图如图1所示.

图1 总体结构框图Fig.1 Block diagram of overall structure

设计指标如下:交流输入电压Vin为180～264 V；输入频率为47～63 Hz；输出额定功率为2 kW；开关频率为100 kHz；直流输出额定电压为10 V；输出电流调节范围为0～200 A；整机效率η≥85%；满载时功率因数PF＞0.95.

因其他技术均很成熟，所以本文只讨论功率因数校正技术和全桥移相技术.

2 功率因数电路设计

传统的开关电源整流桥后直接放大电容滤波，导致了大量的谐波，这不仅对电网造成了污染，也降低了功率因数.本文功率因数部分采用UC3854控制，主要由开关管V1、电感L、二极管VDD和输出电容Cout组成.典型电路图如图2所示.

图2 典型应用电路Fig.2 Typical application circuit

2.1 Boost电感器的选择

电感器决定了输入端的高频纹波电流总量，可按给出的纹波电流值来选择电感值.电感器的选择始于输入正弦电流的峰值，最大峰值电流出现在最小电网电压的峰值处[6]:

式中:VInmin为输入电压最小值；P为输入功率.电感器中的峰-峰值纹波电流通常选择在最大峰值电网电流的20%左右.电感值根据低输入电压时半个正弦波顶部的峰点电流来选择，或根据此处输入电压和开关频率的占空因数选择.需要给出如下2个方程式:

式中:占空比D取0.7；VO为输出电压；fs取100 kHz；

ΔI为峰-峰值纹波电流；电感值L取整数1 mH.

2.2 输出电容器设计

两个因数共同决定了电容值，分别是维持时间Δt和输出电压纹波的大小.输出电容如下式所述:

式中:CO为输出电容；PO为负载功率；Δt为维持时间（一般取3 μs）；VOmin为维持负载工作的最小电压.实际应用时取4个470μF/450V的电解电容并联，可降低电容的等效电阻（ESR）和等效电感（ESL）[7].

2.3 开关管选取

开关管导通时流过的电流为15.71 A.功率管采用优质APT5010LFLT，耐压500 V，最大通态电流40 A.续流二极管选用UHVP806超快恢复二极管，耐压600 V，正向额定电流70 A，反向恢复时间约为70 ns.

2.4 电流感测电阻RS的计算

感测电阻的电压峰值为1 V左右是很好的选择，该电阻值产生的信号强，因此可以不受噪声的干扰. RS值如下式:

式中:VRS为感测电阻的电压；Ipk为峰值电流.

2.5 峰值电流限制

芯片2脚的峰值限制比较器、电阻R1X1、R1X2（如图2）组成峰值电流限制电路.电阻R1X1、R1X2由9脚的7.5 V基准电压供电，提供上拉电位，以使2脚电位降到地电位，这时就限制峰值电流为IP1，也就是

但当2脚电位为地电位时

那么，当R1X2=10 kΩ且时

当PO=2 000 W时，由前面的计算可知IP=15.71 A，那么当峰值电流限制为21 A时，R1X2=21×0.055/ 0.000 75=1.54 kΩ.

2.6 芯片外围具体电路图

综合上述计算结果并结合UC3854芯片手册，所设计的功率因数电路图如图3所示.

图3 功率因数电路图Fig.3 Power factor circuit diagram

3 全桥移相电路设计

为减小开关管的损耗，选取UCC3895控制芯片进行移相控制，它可使开关管在导通或关断时实现软开关，极大地减小了开关损耗，提高了效率[8].移相全桥典型电路图如图4所示.图中，T1为高频变压器，G1—G4为主开关管，L1为谐振电感.设定开关管G1、G2为超前臂，G3、G4为滞后臂.

图4 全桥电路典型电路图Fig.4 Typical diagram of full-bridge circuit

3.1 高频变压器的设计

首先根据功率容量AP乘积公式来进行估算，为了多留些余地，可减小主功率变压器的最大工作磁通密度Bm=1 000 Gs，可计算得:

式中:PT为变压器功率；η为效率；fs为开关频率；σ、Km、Kc为常数.

厚型EE70的磁芯有效截面积Ae=6.6 cm2，窗口面积AQ=5.85 cm2，因此厚型EE70的功率容量AP= 38.7，可见它的功率容量足够大[9].

再来计算原边绕组的匝数值:

原副边匝数比为:

副边绕组匝数经计算有Ns=Np/n=2.5，实际取3匝，原边实际取60匝.

3.2 主开关管的选用

本设计开关频率较高，故主开关管选用MOSFET.已知输入直流母线电压最大为370 V，考虑一定余量，额定电压选为600 V.由式（1）可知，流过开关管的最大电流大约为 21 A.最终选用美国仙童公司的FCH47N60F，耐压值为600 V，耐流值47 A.

3.3 谐振电感参数设计

由已选MOSFET型号可知，集电极到发射极间的输出电容容量为Coes=530 pF，忽略变压器原边绕组电容Car，则由滞后桥臂实现零电压开通（ZVS）的条件为[10]:

流过谐振电感的最大电流为:

同时，为了防止在满载或大电流情况下占空比严重丢失，谐振电感量取10 μH，最大电流为15 A.

3.4 芯片外围设计

UCC3895内部振荡器的振荡频率是开关频率的两倍，因此，开关频率的设计取决于芯片内部振荡频率的选取[11].芯片内的振荡器由可调电流对CT充电，CT上的锯齿波峰值电压为2.35 V，由下式可计算振荡周期:

式中:CT的取值范围为100～800 pF，实际取值800 pF；RT为振荡器定时电阻，取6 kΩ.则振荡器频率约200 kHz，PWM脉冲信号频率为100 kHz.

对两个半桥电路提供各自的延迟，以适应不同谐振电容器的充电电流[12].每级的延迟时间可按下式来设置:式中:RDEL为延迟电阻.通过设置不同的延迟电阻阻值，利用电流传感器反馈的电流采样电压和延迟设置端的偏置电压，可以实现延迟时间的自适应调节.

ADS脚可以改变延迟脚DELAB和DELCD上的输出电压，ADS脚的电压应该在0～2.5 V之间，并且它必须小于或者等于CS脚的电压.DELAB和DELCD也将被钳位在最小值0.5 V.

3.5 移相全桥电路

综合以上设计并结合UCC3895芯片手册，移相全桥电路的电路图如图5所示.

图5 移相全桥电路图Fig.5 Circuit diagram of phase-shifted full-bridge

4 实验结果

为了验证总体结构和控制方法的正确性，本文对样机的功率因数、全桥ZVS和效率进行了测试.

4.1 功率因数和频谱图

样机在额定电压和额定负载时，用杭州远方的PF9811数字功率计测得的波形如图6所示.

图6 功率因数和频谱波形Fig.6 W aveform of power factor and spectral

图6（a）的波形表示了电压和电流的跟随情况.图6（b）和图6（c）是电压和电流频谱图，横坐标表示谐波次数，纵坐标表示各次谐波占基波的百分比.对于各次谐波值，应当以电流谐波值（百分数）为主、以电压谐波值为辅；特别是当电源的负载功率减轻时，其电流谐波百分比明显增大，主要表现在奇次谐波值的敏感性变大；而电压或电流的偶次谐波数值变化都很小，绝大多数偶次谐波电压值为零.由图6可知，电源稳定运行时，样机的功率因数高达0.97，谐波符合IEC要求，电能质量水平得到了明显改善.

4.2 软开关（ZVS）波形

软开关波形由Tektronix TDS2024B型示波器采集，超前臂G1和滞后臂G4的ZVS波形如图7所示.图7（a）和图7（b）中，通道1为开关管漏源两端的电压波形，纵坐标250 V/格，横坐标500 ns/格；通道2为驱动波形，纵坐标10 V/格，横坐标500 ns/格.

由图7可知，通道1所示超前臂G1开关管的驱动脉冲信号是在开关管两端电压下降到零之后才开始发生变化，即G1开关管实现了零电压关断；同理，滞后臂开关管的PWM驱动脉冲开始上升时，G4开关管DS两端电压早已下降到零，实现了零电压开通.

图7 开关管的ZVS波形Fig.7 W aveform of zero voltage sw itch

4.3 效率和调整率测试

电压调整率表示当输入电压在规定范围内变化时，输出电压的变化率.电流调整率是衡量开关电源在负载电流发生变化时，输出电压保持恒定的一种能力.表1为额定输入电压下，负载条件变化时的效率测试结果，表2为系统线性调整率的测试结果.

表1 负载调整率和效率Tab.1 Load adjustment rate and efficiency

表2 电压调整率和效率Tab.2 Voltage adjustment rate and efficiency

由表1可以看出，负载变化时，输出电压基本稳定，负载调整率小于1%，效率大于85%，符合设计要求.同时随着负载的增加，系统的效率有所降低，原因主要是当1/3负载后，系统已经完全实现软开关，不存在开关损耗的问题，所以效率的损失主要是由于开关管的导通损耗.故负载越重，电流越大，导通损耗越大，效率越低.从表2中可以看出，当输入母线电压变化时，输出电压几乎不变，线性调整率小于1%，满足设计要求.

5 结束语

本文将功率因数校正技术和全桥移相技术结合在一起，设计了一款高频大功率开关电源，工作频率高达100 kHz，输出功率高达2 kW，效率大于85%.功率因数和谐波符合规范，全桥开关管实现了软开关，减小了开关损耗，提高了效率.然而对于电源的应用和推广来说，研制成本至关重要，所以为了实现成本和性能的最优化，有必要进一步优化主电路参数.

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Design of sw itching power with PFC and phase-shifted full-bridge soft sw itching techniques

FU Xian-song1，ZHANG Yuan1，2，NIU Ping-juan1
（1.Engineering Research Center of High Power Solid State Lighting Application System of Ministry of Education，Tianjin Polytechnic University，Tianjin 300387，China；2.School of Electronics and Information Engineering，Tianjin Polytechnic University，Tianjin 300387，China）

Traditional switching power supply has low efficiency and pollution on the grid，power factor correction（PFC）technology and soft switching technology is used to achieve high efficiency and low pollution.The main circuit and control circuit were theoretically designed and their parameters were estimated.The switching power prototype with 2 kW is designed，and the power factor of the prototype and experimental waveforms of phase-shifted full-bridge ZVS were gived.The result shows that this design is practicable and its performance can meet the design requirements.

power factor correction（PFC）；zero voltage switching；phase-shifted control

TN86

A

1671－024X（2015）04－0063－05

10.3969/j.issn.1671-024x.2015.04.013

2015-01-26

科技型中小企业技术创新资金资助项目（13ZXCXGX31700）

付贤松（1976—），男，博士，副教授，研究方向为数模混合集成电路设计和LED驱动设计.E-mail:fuxians@163.com