一种基于diC/dt反馈控制的大功率IGBT驱动保护方法

宁红英 孙旭霞 杨 媛

(西安理工大学自动化与信息工程学院 西安 710048)



一种基于diC/dt反馈控制的大功率IGBT驱动保护方法

宁红英 孙旭霞 杨 媛

(西安理工大学自动化与信息工程学院 西安 710048)

针对大功率IGBT提出一种新型的有源门极驱动保护方法。在IGBT正常开通与关断过程中，利用diC/dt反馈控制，设计软开通及软关断电路，有效缩短IGBT的开通与关断时间，提高IGBT的开关频率，减小器件功率损耗；在IGBT发生短路时，结合diC/dt反馈技术，设计改进型有源钳位保护电路，实现IGBT软关断，防止关断时产生较大的过冲电压损坏IGBT，同时有效减小门极触发电阻Rg上的损耗。利用Saber软件进行电路仿真，并基于大功率IGBT模块YMIF1200-33实验平台，验证方案的可行性，结果表明，相对于传统控制方案，正常开关情况下，开通时间缩短了26.5%，关断时间缩短了52.6%；短路情况下，相对于传统有源钳位方法，改进方案在有效钳住VCE电压的同时，关断期间门极电阻上的电流减小到原来的35.4%，并能在短路发生的第一时间迅速可靠地关断IGBT。

IGBT模块 驱动保护 开关损耗 软开关

0 引言

随着电力电子技术逐步向大功率、模块化、集成化与高频化方向发展，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)因其优异的开关与稳态特性被广泛应用于各种中高容量功率场合以及要求高开关速度、低损耗的电力电子能量变换领域[1]。IGBT驱动保护电路是前级逻辑信号与功率器件IGBT的接口电路，对IGBT的可靠运行起着至关重要的作用。驱动电路的最优化设计，可使得功率器件开关性能达到最优，提高电路转换效率；合理的保护电路，能够快速有效地辨识故障状态，使IGBT安全、可靠地关断，保证系统的安全稳定运行。

为了提高IGBT开关频率，减小开关损耗，提高电路转换效率，保证故障情况下器件的可靠关断，门极驱动保护电路的优化设计面临着巨大挑战。近年来，通过有效控制门极驱动信号以减小IGBT的开关损耗已有一定的研究基础。文献[2，3]中采用退饱和技术，使用二极管作为过电流故障时的检测器件，此方法不需要额外的电流传感器，然而为了避免误触发，IGBT工作时存在一个消隐时间，在此时间内大的浪涌电流产生的热效应将使得器件性能退化或损坏器件；文献[4]提出一种多级栅极驱动的概念，通过使用较大的栅极电流有效减小开关延时及开关损耗，同时使用较小电流限制电流的上升或下降率，此方法的主要问题是对于IGBT所处阶段的精确检测，控制结构较复杂，且对于不同的IGBT，电路的自适应能力较差；文献[5]提出利用锁相环(PLL)来完成米勒平台检测的驱动策略，通过额外加入栅极电流来减小开关损耗，但在瞬态负载电流下的可操作性较差，固有控制指令的周期性延时使得总效力变差；文献[6，7]提出利用数字处理器来提高功率器件的开关性能，根据功率器件的开关过程，通过控制门极电流，实现开关损耗最小、反向恢复电流及关断时集-射极之间过电压较小的最优控制，此方案的主要缺陷在于信号传递中D-A 与A-D转换存在较大延时，且高性能的数字处理器价格昂贵；文献[8，9]通过对门极电压或diC/dt的变化进行分析来确定故障状态，此方法使得故障检测时间缩短，可被集成在芯片内，但检测电路极为复杂，并对寄生电感及反向恢复电流产生的噪声较敏感，实际使用面临很大挑战。

本文针对3 300 V/1 200 A大功率IGBT模块，采用有源控制技术，当集电极电流发生变化时，即diC/dt发生变化，在IGBT模块的功率发射极与辅助发射极之间的寄生电感LEe上将产生感应电势VEe，以此信号作为控制过程的反馈信号，反映IGBT的开通过程、关断过程及故障状态。正常工作情况下，根据反馈信号VEe状态，实现IGBT的软开通及软关断[10]，缩短开关时间，提高开关频率，减小开关损耗，使开通及关断过程可控，改善传统驱动方式的性能；故障情况下，通过VEe的反馈，对其进行短路状态检测，结合改进型有源钳位技术，对IGBT实施软关断，一方面减小门极触发电阻的损耗，另一方面减小开关损耗。

1 驱动保护方案

1.1 IGBT开关特性

IGBT开通、关断特性曲线如图1所示。开通过程主要由3个阶段构成[2]：①开通延时阶段，此阶段IGBT栅极-发射极电压VGE小于导通阈值电压Vth，集电极电流iC=0；②VGE>Vth，IGBT导通，iC开始增加，大的diC/dt在器件上产生电流尖峰ΔIrr；③VGE=Vmiller，进入米勒平台阶段，直至IGBT完全导通，此阶段iC为一恒定值，VCE在此阶段结束时存在一个拖尾电压。关断过程经历4个阶段[2]：①关断延时区，VGE从正向电压Vcc降至Vmiller，此阶段集电极电流iC不发生变化；②米勒平台持续阶段，VGE继续下降，VCE开始缓慢增加，iC保持不变，结束时，VCE快速增加到母线电压Udc；③VGE下降到Vth以下，集电极电流iC迅速减小，感性负载中，产生一个非常大的超调电压ΔVos；④VGE继续下降，直到等于反向电压Vee，由于贮存在漏区中少子的自然复合而产生一个拖尾电流，iC下降缓慢。

图1 感性负载下的IGBT开关特性Fig.1 Switching characteristics of IGBT with inductive load

根据IGBT的结构特征，影响VGE变化速率的主要因素取决于器件内部寄生电容的充放电时间常数。在IGBT模块中，功率发射极与主发射极之间存在一个寄生电感LEe，当流经LEe的电流iC发生变化时，在LEe两端产生感应电压VEe，即

(1)

根据上述分析，在开通与关断的不同阶段，集电极电流的变化不尽相同，通过对VEe的检测，即可判断IGBT开通与关断过程中的不同阶段，控制IGBT内部寄生电容的充放电速度，对IGBT实现软开通及软关断，缩短IGBT开通及关断时间。

IGBT短路时集电极电流的数学表达式为

(2)

式(2)表明，短路发生时，集电极电流的变化率与母线电压、回路中的电感量有关系，绝大部分的短路，母线电压都是在额定点，影响短路电流的因素主要是短路回路中的电感量L。在L很小的情况下，将产生很大的短路电流，一方面过大的短路电流冲击会对IGBT及母线缓冲电容器等器件造成较大影响[11]，另一方面过高的短路电流在器件上产生的热效应将导致器件失效[12]。

1.2 开通控制方案

IGBT开通过程中，既要加速IGBT的开通过程，又要防止由于开通过快所产生的电流尖峰ΔIrr的影响，就需要合理控制VGE的上升过程，即IGBT内部寄生电容的充电过程。

本文采用的开通控制结构框图如图2a所示，主回路采用单相逆变电桥，阻感性负载，母线电压为1 800 V，控制电路所加电源电压为0 V和-15 V；驱动电路主要包含主驱动电路和辅助驱动电路两条通路。主驱动电路为图2a中的功率放大环节，与传统有源驱动电路一致，对主回路中的驱动电流进行放大；辅助驱动电路为受控通路，主要由电压钳位模块、开通阶段检测模块以及功率放大2模块等组成。辅助驱动电路中，两路电压钳位主要是完成脉冲源以及反馈信号VEe的电压钳位，钳位之后，输出电压上限为0 V，下限为-15 V，以保证其不超出后级电路输入信号的阈值；开通阶段检测主要是在此进行前级两路信号的逻辑运算，利用运算结果对功率放大2环节进行控制；功率放大2与主驱动电路中的功率放大环节作用相同，主要是对辅助驱动电路中的驱动电流进行放大，产生一个较可观的辅助充电电流ig2。

图2 开通、关断控制实现方案Fig.2 Opening & closing control implementation

在开通阶段，脉冲源经过电压钳位环节后，输出为0 V，此时，若回路中集电极电流不发生变化或变化非常缓慢，即diC/dt=0，则VEe=0 V，开通阶段检测环节接收到此信号后，触发功率放大2环节，提供辅助充电回路；反之，在开通阶段，若集电极电流发生变化，即diC/dt≠0，则VEe<0，电压钳位2输出-15 V，开通阶段检测环节接收到此信号后，输出发生翻转，关断功率放大2环节，辅助充电回路被切断。

在IGBT开通的第一阶段及第三阶段，diC/dt=0，开启功率放大电路2，辅助驱动电路被开启，提供两条充电回路，寄生电容CGE的充电电流为(ig1+ig2)，充电电流增加，导通延时缩短，米勒平台周期及拖尾电压存在时间缩短，总导通时间缩短；在开通的第二阶段，diC/dt≠0，功率放大电路2被关闭，切断辅助驱动电路，CGE的充电电流仅为ig1，充电过程与传统驱动时一致，产生的浪涌电流也与传统控制时一致。仿真波形如图2b所示，从图中可看出，电路仿真结果与实际设计要求一致。

1.3 关断控制方案

IGBT关断过程中，既要加速IGBT的关断过程，又要防止由于关断过快所产生的过冲电压ΔVOS的影响，就需要合理控制VGE的下降过程，即控制寄生电容上电荷的泄放速度[13，14]。

关断控制结构框图如图2c所示，主电路与开通过程一致，控制电路所加电源电压为0 V和15 V。与开通过程类似，关断过程中为了加速寄生电容上电荷的泄放速度，设计两条放电通路，即主放电通路和辅助放电通路。主放电通路与传统驱动电路一致，系统在接收到关断信号后，为寄生电容提供放电通路；辅助放电通路为受控通路，主要由电压钳位模块、关断阶段检测模块以及辅助放电开关模块等组成。辅助放电通路中，两路电压钳位主要是完成脉冲源及反馈信号VEe的电压钳位，钳位之后，输出信号在0 V与15 V之间，以保证其不超出后级电路输入信号的阈值；关断阶段检测主要是在此进行前级两路信号的逻辑运算，完成关断过程4个阶段的判断，并对辅助放电开关环节进行控制；辅助放电开关主要是根据前级输出信号，控制辅助放电通道的开通与关断，实现寄生电容上电荷泄放速度的控制。

关断过程中，脉冲源经过电压钳位环节后，输出电压为0 V，此时，若集电极电流不发生变化或缓慢变化，即diC/dt=0，则VEe=0 V，后级关断阶段检测环节接收到此信号后，触发辅助放电开关，打开辅助放电支路；反之，在关断阶段，若集电极电流发生变化，即diC/dt≠0，则VEe>0，电压钳位2输出15 V，关断阶段检测环节接收到此信号后，输出发生反转，关断辅助放电开关，辅助放电支路被切断。

在IGBT关断时的第一阶段、第二阶段及第四阶段，diC/dt=0，打开辅助放电开关环节，主放电通道和辅助放电通道同时工作，寄生电容放电电流为(ig1+ig3)，电荷泄放速度加快，关断延时时间及拖尾电流存在时间缩短，总关断时间缩短；在关断的第三阶段，diC/dt≠0，辅助放电开关环节关闭，辅助放电通道被切断，寄生电容放电电流仅为ig1，放电过程与传统关断时一致，产生的过冲电压也与传统控制时一致。关断过程仿真波形如图2d所示，从图中可看出，电路仿真结果与实际设计要求一致。

1.4 短路保护方案

IGBT短路发生时，在关断过程中，其电流变化速率非常高，通常可达到每微秒数百安甚至上千安。如果回路中存在寄生电感，就会产生数以千伏的冲击电压，此电压连同母线电压一起，加载在IGBT上，损坏IGBT。

短路保护采用改进型有源钳位技术，结合反馈控制，对IGBT实施软关断。传统的有源钳位采用负反馈原理，工作时通过提升门极电压，减缓IGBT关断过程，目标是抑制IGBT的集电极电位，使其不要达到太高水平。有源钳位电路工作在IGBT关断的瞬间，此时IGBT驱动器的最后一级图腾柱结构的功率放大级中，下管是打开的，由于有源钳位电路作用，导致门极电压抬升，在门极电阻Rg上形成较大电流，且存在时间较长，产生较大损耗[15]。本文设计的短路保护方案如图3a所示，在传统有源钳位基础上，设计反馈电路，解决有源钳位存在的问题。反馈电路主要包括故障检测、故障判断、电压钳位、故障处理、驱动信号屏蔽、故障报告、关断延时、门极电压钳位等环节，电路所加电源电压为0 V和15 V。

图3 短路保护实现方案Fig.3 Short-circuit protection implementation

故障检测模块电路结构如图3b所示，主要由RC滤波器构成，根据滤波器输出电压VO来监测短路电路中电流大小，VO与回路电流iC关系推导如下[16]。

电感LEe上的感应电压VEe可由式(3)确定

VEe(s)=(REe+sLEe)iC(s)

(3)

式中，REe为功率发射极与辅助发射极之间的电阻，阻值非常小。所以

VEe(s)≈sLEeiC(s)

(4)

RC滤波器输出电压

(5)

由式(4)、式(5)可得

(6)

式(6)表明，滤波器的输出电压VO(s)与集电极电流iC(s)呈比例。即

(7)

同理，在确定短路保护电流等级的情况下，根据关系式(7)，可计算得到保护电压阈值。

故障判断模块主要利用比较器来实现。根据系统的逻辑关系，比较器的同相输入端为保护电压阈值，反相输入端为前级故障检测环节的输出VO。正常情况下，比较器输出高电平，故障情况下比较器输出低电平。电压钳位1、电压钳位2电路与开通控制过程中电压钳位电路作用一致，其输出端子电压被钳制在-15 V～0 V之间，不超出后级逻辑电路输入信号的阈值范围。故障处理环节由RS触发器构成。触发器输入R端接电压钳位1的输出端，S端接比较器的钳位输出；触发器输出Q端接后级信号处理电路，/Q作为故障报告输出端子。正常情况下，S端为高电平；发生故障时，S端跳变为低电平，Q端状态反转，触发后级关断延时、驱动信号屏蔽及门极电压钳位电路。驱动信号屏蔽模块受控于故障处理环节的输出，在故障情况下，将脉冲源信号拉低到低电平，切断脉冲信号。故障报告模块用于故障发生时向外提供报警信号。关断延时模块由电容及CMOS开关器件构成，故障发生时，在前级电路作用下，CMOS开关被打开，在电容等器件共同作用下，使得门极驱动信号逐渐减小。门极电压钳位电路用于在故障情况下限定门极电压，实现有源钳位电路的优化。在短路发生时，给IGBT加关断信号，由于有源钳位电路的反馈作用，会使IGBT门极电压提升，增加门极电压钳位电路后，根据实际需要将门极电压钳制在预设值，减小门极电阻Rg的负荷，降低电路损耗。

图3c为部分反馈电路波形，自上而下分别为：故障检测输出电压VO；故障判断输出，即故障处理环节S端输入VS；故障处理环节R端输入VR；故障处理环节输出Q。根据上述分析过程，故障判断输出的翻转点取决于短路保护电流的阈值，即VO输出达到预设保护点时，Q端状态发生变化。

2 仿真结果

本文针对用于动力机车的3 300 V/1 200 A IGBT模块YMIF1200-33，首先根据短路实验中的测试参数，计算主发射极与辅助发射极之间的寄生电感LEe，而后在Saber仿真软件中对YMIF1200-33建模，并利用单相逆变电桥及阻感性负载，验证开通、关断及短路情况下所设计的控制电路的性能。

2.1 寄生电感LEe的确定

图4a为IGBT短路实验原理结构，利用铜排将上桥臂IGBT模块短路，以此确定LEe。图4b为短路情况下测试波形，根据图示，短路发生时，1.01 μs时间内，电流变化量ΔiC=3 600 A，VEe=-13.6 V，根据式(1)计算得LEe=3.8 nH。

图4 短路测试原理Fig.4 Short-circuit test principle

2.2 开通过程仿真

仿真过程中，母线电压为1 800 V，负载电阻为3 Ω，栅极电阻Rg为2 Ω。开通波形如图5所示，其中tdon、tr、tmiller分别表示导通延迟时间、上升时间及开通过程米勒平台持续时间。

图5 开通过程仿真波形比较Fig.5 Opening process simulation waveform comparison

图5a为传统控制时VGE、iC，图5b为软开通时VGE、iC。从表1可看出，采用软开通控制后，总开通时间缩短了49.5%，米勒平台持续时间缩短了37.2%，

表1 开通过程性能指标Tab.1 The performances of turn-on process

开通时间显著减小，随着开通时间的缩短，开关频率得以提高，开通过程中开关损耗得以降低。

2.3 关断过程仿真

仿真条件与开通过程一致，其中tdoff、tf、tmiller分别表示关断延时时间、下降时间及关断过程米勒平台持续时间。

图6a为传统控制时关断波形，图6b为软关断时仿真波形。从表2可见，采用软关断技术后，总延迟时间缩短了46.8%，米勒平台持续时间缩短了57%，关断时间有效缩短，减小了拖尾电流效应，降低了开关损耗，IGBT的开关频率得以提高，提高了器件使用时的安全性。

图6 关断过程仿真波形比较Fig.6 Closing process simulation waveform comparison

指标tdofftf总延迟时间tmiller传统控制2.109μs1.1971μs3.3061μs1.19μs软关断控制710ns1.05μs1.76μs511ns提升比例66.3%12.3%46.8%57%

2.4 短路保护仿真

图7 短路保护仿真波形Fig.7 Simulation waveforms under short-circuit

表3 短路保护性能对比Tab.3 The performance comparison of short-circuit protection

3 实验结果

利用3 300 V/1 200 A等级的IGBT模块YMIF1200-33构建单相逆变电路，搭建实验平台，母线电压为1 800 V，感性负载，电感值为56 μH，等效电阻为3 Ω，电路原理如图8a所示。图8b为传统驱动开通过程波形，图8c为传统驱动关断过程波形，图8d为软开通过程波形，图8e为软关断过程波形，性能对比见表4，通过实际波形测试，采用软开关控制策略后，开通时间提升了26.5%，关断时间提升了52.6%，开通及关断时间显著缩短。图8f为短路保护波形，短路发生后，门极电压VGE缓慢下降，VCE被钳制在1.82 kV，集电极电流iC上升到一定量级后不再增加，实现了IGBT的过电压钳位及软关断。

4 结论

本文结合大功率IGBT功率模块输出特性，通过对寄生电感LEe上感应电压的检测，提出了一种基于diC/dt反馈控制的IGBT驱动方案，改善大功率IGBT的开通、关断性能；针对短路情况下IGBT特性，提出了一种改进型有源钳位技术，在短路情况下，对IGBT进行软关断并减小门极驱动电阻损耗；对所设计的电路进行了仿真验证，与传统的门极驱动策略进行比对，论证了方案实现的合理性；利用3 300 V/1 200 A等级的IGBT模块YMIF1200-33搭建实验平台，对所设计电路进行性能测试，测试结果符合实际设计要求。该方法对低损耗、安全可靠的大功率IGBT驱动保护方案设计具有参考价值。

图8 实验测试Fig.8 Experimental measurement

指标驱动方式 开通关断tdontr总开通时间tmillertdofftf总关断时间tmiller传统控制760ns520ns1.28μs2.36μs2.24μs1.6μs3.84μs1.2μs软开关560ns380ns940ns1.65μs720ns1.1μs1.82μs520ns提升比例26.3%26.9%26.5%30.1%67.9%31.3%52.6%56.7%

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A High-power IGBT Drive Protection Method Based on diC/dtFeedback Control

NingHongyingSunXuxiaYangYuan

(Faculty of Automationand Information Engineering Xi’an University of Technology Xi’an 710048 China)

This paper presents a new active gate driver protection method for high-power IGBTs.In the normal IGBT turn-on and turn-off process，by using diC/dtfeedback control，a soft turn-on and turn-off circuit is proposed，which effectively shortens the turn-on and turn-off time，increases the IGBT switching frequency，and reduces the power loss of the device.When IGBT has a short circuit，combining with the suggested diC/dtfeedback technology，an improved active clamping protection circuit is realized which implements the soft turn-off of the IGBT，prevents large voltage overshoot at the turn-off time to damage IGBT，and also effectively reduces the gate trigger resistanceRgloss.With Saber simulation software and high-power IGBT module YMIF1200-33 experimental platform，the feasibility of the program was verified.The results shows that under the normal circumstances，comparing to the traditional control scheme，this design scheme shortens the turn-on time by 26.5% and turn-off time by 52.6%.While under the short-circuit conditions，comparing to the traditional active clamp method，the improved scheme can effectively controlVCE，reduce the current of the internal gate resistance to 35.4% of the original value during the turn-off time，and reliably shut off the IGBT at the first time.

IGBT modules，driver protection，switching loss，soft turn-off

国家自然科学基金(51477138)，陕西省科技统筹创新工程(2013KTCQ01-26)，陕西省科技攻关计划(201406-01)和西安市科技计划(CXY1347(1))资助项目。

2014-11-15 改稿日期2014-12-30

TN3

宁红英 女，1982年生，硕士，研究方向为检测技术与自动化装置。

杨 媛 女，1974年生，教授，博士生导师，研究方向为数模混合集成电路设计、电路系统设计。(通信作者)