调幅式电容位移传感器开关检波电路设计*

冯 佳，李佩玥，徐立松，尹志生，隋永新

(1.中国科学院 长春光学精密机械与物理研究所 应用光学国家重点实验室，吉林 长春130033;2.中国科学院大学，北京100039)

0 引 言

随着超精密制造与精密仪器和现代工业生产的发展，对位移测量的精度要求已经达到nm 级别。目前可以进行nm 级测量的传感器家族分为三大类:电感传感器、光干涉传感器和电容传感器。电容传感器具有功耗低、精度高、动态性能好、稳定性高和非接触测量等特点，深受科技工作者和工业应用者的青睐［1～4］。

电容位移传感器nm 级测量精度实现离不开高精度电容测量电路，调幅式电容测量方法中交流激励式和运放式比较常用，交流激励式具有抑制杂散电容能力强、动态性能好、信噪比高和测量精度高等优点而应用广泛。交流激励式测量电路包括信号发生器、前级电路、调理电路、检波电路和低通滤波器，信号发生器产生正弦波作为前级激励，前级电路将位移变化调制到电压幅值上，然后经检波电路将幅值信号从调幅波解调出来。检波电路多采用模拟乘法器实现，由于模拟乘法器检波速度慢限制工作频率，功耗大长时间工作时热噪声较大。

针对以上问题，本文提出了一种高速高精度低功耗开关检波电路设计，并在此基础上完成交流激励式电容测量电路设计［5～8］。

1 电路总体框图

电容传感器分单极板和双极板两种，与单极板电容传感器相比，双极板电容传感器有两个优点:1)传感器两个面的平整度、光洁度可以保证;2)传感器两端接在测量电路中能够避免杂散电容干扰。因本设计应用于对地位移测量，因此，采用单极板电容传感器。电容测量电路框图如图1所示，整个测量系统可以分为四部分:激励源、前置电路、调理电路、检波电路。交流激励式电容测量方法对激励源幅值、频率稳定性要求较高，本设计采用高精度DDS 芯片AD9953 实现，并在前级电路引入正反馈增大前级输出电压范围和抗干扰能力。检波电路采用开关检波，模拟开关控制信号要求与前级输出信号同频同相的方波信号，实现同相比较困难，将前级输出信号经过零比较器实现与前级输出信号同频同相。

图1 系统总体框图Fig 1 Overall block diagram of system

2 开关检波原理

2.1 开关半波检波

开关半波检波原理如图2 所示，半波检波只保留待检信号幅值大于零的波形，半波检波等效于待检信号与参考方波信号相乘，下面对其原理进行介绍。假设输入信号为Si=Uicos ωt，则参考信号为

图2 开关半波检波原理图Fig 2 Detection principle diagram of switch half-wave

对参考信号进行傅里叶展开得到

参考信号与输入信号相乘得到

开关半波检波输出为直流分量和高频分量，采用低通滤波器滤除高频分量，即可得到直流分量

2.2 开关全波检波

开关全波检波将幅值大于零的半波保留，将幅值小于零的半波翻转上去。开关全波检波原理如图3 所示。开关全波检波等效于与参考方波信号相乘，下面对其原理进行介绍。假设输入信号为Si=Uicos ωt ，则参考信号为

参考信号Sr进行傅里叶展开得到

参考信号与输入信号相乘得到

图3 开关全波检波原理图Fig 3 Detection principle diagram of switch full-wave

开关全波检波输出为直流分量和高频分量，需要低通滤波器滤除高频分量，得到直流分量

经过对半波检波和全波检波原理分析发现全波检波输出信号幅值是半波检波的2 倍，全波检波比半波检波更适合检测弱信号，因此，本设计采用全波检波方法。

3 检波电路设计

检波电路采用开关全波检波，模拟开关选择比较重要。本设计采用高速高精度模拟开关ADG333，ADG333 具有功耗低;切换时间短，ton＜175 ns，toff＜145 ns;最大导通电阻45 Ω;导通电阻差最大为5 Ω;泄漏电流最大为5 nA;电荷注入最大为5 pC。

全波检波电路需要两个运放，一个作为过零比较器，产生模拟开关控制信号;另一个将前级输出信号幅值小于零的波形翻转上去。本设计选用TI 公司双运放芯片THS4032，THS4032 带宽为100 MHz，摆率为100 V/μs，噪声为1.6 nV/Hz。选THS4032 的主要原因是摆率大，做过零比较器切换时间短。全波检波电路设计如图4 所示。

4 实验与结果分析

4.1 检波电路测试

图4 全波检波电路图Fig 4 Full-wave detection circuit

采用AD9953 和3458A 八位半数字表测试检波电路分辨率。通过改变配置AD9953 幅值寄存器(ASF)值，使输出信号幅值发生变化，采用3458A 采集检波电路输出。通过测试发现全波检波电路分辨率达0.1 mV。

4.2 分辨率测试

该系统设计的测量范围为150 ～650 μm，经CST 仿真得到的电容变化范围为0.146 621 ～0.632 366 pF，分辨率为30 nm，400 μm 处对应的ΔC=0.034 23 fF［9］。

分辨率测试进行三组实验，分别在150，400，650 μm处进行30 nm 台阶实验，观察输出电压是否为方波，三组实验结果见图6 所示。

由图5 可得，三组实验结果都能实现30 nm 分辨率，主要问题是噪声电压导致电压在一定范围内波动。由上图可以看出:随着极板间距增大，变化30 nm 引起的电压变化减小，与电容位移曲线相符。噪声电压大约0.1 mV，噪声来源主要有PCB 布线噪声、运放噪声、电阻热噪声。

图5 30 nm 分辨率结果图Fig 5 Resolution result diagram of 30 nm

4.3 示值稳定性测试

该实验在超净间进行，温度为(22±0.1)℃。在400 μm处进行示值稳定性实验，采用8 位半数字表3456A，间隔2 min 测一次，测量16 次，测试结果如表1 所示。

表1 电压测量结果Tab 1 Results of voltage measurement

由表1 可得，30 min 内示值稳定性为0.1 mV，换算成位移漂移量大概为8 nm。因此，测量系统在400 μm 时，30 min内位移漂移为8 nm。由于闭环驱动器采用压电陶瓷来驱动平台位移变化，压电陶瓷存在一定的蠕变和迟滞，其驱动电源输出电压存在波动，这些因素都会引起位移漂移，因此，实际位移漂移小于8 nm。对其他位置做相同测试，位移时漂均小于8 nm/30 min。示值稳定性较高，满足系统稳定性高的要求。

4.4 测量电路用于位移测量的对比实验

将该测量电路与德国PI 公司的标准测量电路进行比对实验，结果如表2，采用相同的电容传感器D—E30.200 单极板电容位移传感器。

表2 位移测量结果Tab 2 Results of displacement measurement

由测量结果可知，利用设计的电容测量系统与PI 测量电路进行对比实验，设计系统的最大测量偏差为20 nm。

5 结 论

根据调幅式电容位移传感器乘法器检波速度慢和长时间工作热噪声大的问题，提出了一种开关检波电路设计方案，并介绍了开关全波检波和半波检波原理。测试结果表明:该设计能实现0.1 mV 分辨率，该测量系统22 ℃下漂移不超过8 nm，150 ～650 μm 量程范围内，与PI 标准测量电路最大偏差为20 nm。该测量电路满足测量超精密位移测量要求。

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