基于PDM 的高频感应加热电源的设计与实现

臧甲杰，刘 平，徐 瀚，陈睿科

(郑州大学 信息工程学院，河南 郑州450001)

0 引言

感应加热电源［1-3］由于其具有对金属材料加热效率高、加热速度快、能耗低、体积小、易启动等优点，现已广泛应用于金属加工领域，如淬火、透热、熔炼、钎焊和烧结等．近年来电力电子器件的发展为感应加热电源高频化、小型化奠定了元器件基础．场效应晶体管(MOSFET)具有易于并联，电压控制易实现等优点，是高频感应加热电源开关器件的首选［4］． 目前，常见高频感应加热电源常采用桥式拓扑，通过脉冲宽度调制(PWM)控制模式调节输出功率，但该类控制模式开关损耗大，效率和工作频率低． 笔者采用PDM 调功方式，该调制方式能够保证输出频率基本不变，开关损耗相对较小［5］． 针对上述情况，笔者研制的高频感应加热电源采用串联谐振式全桥DC/AC 逆变电路，主开关器件为MOSFET，采用PDM 进行功率调节，同时采用基于SG3525 的频率跟踪电路控制逆变器的工作频率，使逆变器始终工作在准谐振状态，实现整机效率的提高．笔者对试验样机的工作原理、控制等几个问题进行讨论．

1 原理与设计

1．1 PDM 工作原理

PDM 控制的基本思路为［6］:假设一个工作周期内有N 个调功单位，其中M 个调功单位内逆变器向负载输出功率，另外剩下的N -M 个单位内逆变器不输出功率，负载能量以自然振荡形式逐渐衰减，输出脉冲密度为M/N，通过改变脉冲密度就可改变输出功率． 图1 为PDM 的4 种工作模式．

图1 PDM 的4 种工作模式Fig．1 The four work modes of PDM

模式(a)，(b)时，开关器件Q1、Q3 和Q2、Q4成组轮流导通，图中所示为串联谐振逆变电路．在谐振状态下，逆变器输出电压为方波，电流为正弦波，理想状态下电流与电压相位一致． 当Q1、Q4关断或Q2、Q3 关断，且Q2、Q3 或Q1、Q4 轮流导通时，逆变器工作在模式(c)或(d)． 当处于模式(c)时，负载电流的流动方向为L→R→C→Q3→VD2→L，即Q3 和VD2 形成闭合通路;在模式(d)时，负载电流的流动方向为C→R→L→VD1→Q4→C，即Q4 和VD1 形成闭合通路．当逆变器工作在(c)或(d)模式时，输出电压为零，负载电流自然衰减振荡．

1．2 高频感应加热电源的组成

高频感应加热电源主要由整流滤波电路、全桥逆变电路、谐振电路、控制电路、驱动电路等部分组成．

1．2．1 逆变主电路

高频逆变器有并联和串联两种方案． 串联谐振逆变电源［7］具有易启动，易高频化等特点，因而笔者采用该方案．通过实现定角控制，让串联谐振逆变器的电流滞后电压一定相位，实现逆变器零电压开通(ZVS)，使谐振电路工作于弱感性准谐振状态，极大地减小了开关损耗，提高了效率．图2 为样机的串联逆变结构．

图2 串联谐振逆变电路Fig．2 Series resonant inverter circuit

图中D1，D2，D3，D4 构成单相电整流桥，C1为直流滤波电容，由功率开关器件Q1，Q2，Q3，Q4及反并联的快恢复二极管构成逆变电路，L，C，R为等效串联谐振负载．

1．2．2 逆变电路工作原理

串联谐振逆变器原理［8-9］如图2 所示． 串联谐振逆变器的工作频率接近谐振频率，Q 远大于1，负载电流为近似正弦波．为避免逆变器上、下桥臂间的直通损坏开关管，电流换向时必须遵循先关断后导通的原则，在关断与开通间隙必须留有足够的死区时间．若换流是从上桥臂换至下桥臂，在换流过程中先将导通管栅极加关断脉冲使之迅速关断．由于这时负载电流尚未下降至零，负载电感要维持该电流，而上桥臂的开关管已关断，迫使此电流经下桥臂的反并二极管流通． 若在电流自然下降过零前已开通下臂开关管，在电流过零时，电流自然地换流至开关管，称为自然换流［10］． 该换流方式能有效降低开关损耗降． 适当设置死区时间，使工作频率接近负载的谐振频率，则上桥臂MOSFET 关断时发生在正弦电流已降至较小值时，这样可以限制开关器件的关断损耗．当串联谐振逆变器采用适当的工作方式时，开关损耗较小，故可以工作在较高的工作频率．

当全桥逆变器的驱动频率fc与谐振频率f0相等时，负载电流与电压同相位，功率因数为1，主开关管工作于ZVS 状态．当主开关管的驱动信号fc大于谐振频率f0时，电流在正半波过零之前关断Q1、Q3，负载电流换相到反并联二极管VD2，VD4． 反之如果在VD2，VD4 关断前触发Q2，Q4，则这两个开关管由于反并二极管的导通而承受反偏压，当负载电流过零换向后，Q2，Q4以零电压和零电流导通，VD2，VD4 随之以零电压关断．负半周原理与正半周相同．此时Q1 ～Q4 实现ZVS 开通，准ZCS 关断，负载电流相位滞后于负载电压．

1．3 逆变电路参数设计

逆变电路参数的计算主要包括2 部分:(1)主电路的参数计算;(2)根据预定设计参数，对功率器件型号选取的计算．

1．3．1 主电路参数计算

该样机的设计的参数为单相220 V 输入，工作频率为100 kHz，设计输出功率5 kW．根据

式中:Vom为电压Vo的基波分量幅值，

可以得出等效阻抗R 为15．7 Ω．

在串联谐振电路中，负载的谐振频率f0已由设计指标给出，品质因数Q 由测量获得，谐振电容由公式(4)确定，等效谐振电感由公式(5)确定，高频变压器的Umax由公式(7)确定［11］．

鉴于对设计的安全性等各方面的要求，此时在带载情况下测得Q =4，进而可以由公式(4)、(5)得出L≈99 μH，C≈25．34 nF．通过计算可以得出，谐振电路各参数符合设计要求．

1．3．2 功率器件型号选取

该试验样机输入为单相电220 V，整流后的直流输出电压:

Ud=311 V．

MOSFET 的漏源极电压:

Vcer≥1．5Ud=466．5 V．

故应选取额定电压在500 V 以上的MOSFET 管．

逆变器的输出电流最大值实际上就是流过开关管的电流最大值，通过计算得其峰值电流为Iom=Vom/R≈25．23 A，取1．5 为其安全系数，则额定电流为Ic=38 A，故应选取额定值大于38 A 的MOS 管．综上所述，在所设计的逆变电源中，开关管的工作额定值为38 A/500 V，样机中所用的MOS 管型号为IXYS 公司的IXFN48N50．

1．4 逆变控制电路

笔者采用的是PDM 控制模式，逆变电路分为两部分:调功电路和频率跟踪电路．调功电路由过零比较器和PDM 调制电路组成;频率跟踪电路主要由比较器和3525 同步电路构成．

1．4．1 逆变器调功电路

PDM 调功电路如图3 所示． 首先，采样电流经过整流滤波变为电压信号，经过RC 电路峰值检波后，该信号同可调的基准电压进行比较，当电流反馈信号超过给定信号上限值时，系统开始调功，比较器输出信号使D 触发器U5A 清零，从而使驱动信号变为低电平，关断MOS 管，减小对工件的功率输出，当反馈信号低于给定下限值时，调功停止，系统正常工作．

图3 PDM 调功电路Fig．3 PDM Power control circuit

1．4．2 逆变器频率跟踪电路的设计

在感应加热热处理过程中，由于工件规格和材质的不同，以及在加热过程中等效负载的参数随温度变化，使得感应线圈的等效电阻和等效电感也随之改变，从而导致谐振频率f0也随之变化．此时逆变电路主开关的工作频率fc与谐振频率f0不一致，使逆变器工作在非谐振状态，导致输出功率下降，开关管损耗增加．因此，在负载参数改变的情况下，需要及时对开关管驱动频率fc进行调整，使得输出电流与输出电压相位保持同步．所设计的频率跟踪电路如图4 所示．

图4 频率跟踪电路Fig．4 Frequency tracking circuit

该电路的工作原理:谐振回路的电流经感应线圈检测整流后生成iout，iout一路经过R1输入至比较器的“+”端，另一路经过移相电路C1，R2，R3处理后输入比较器的“-”端．经过比较输出一组5 V 的方波信号． 该方波信号一路输入至或非门U2A 的一端，另一路输入至或非门U2C 的两端，该路信号经过相位变换后输出至U2A 的另一端．两路信号通过或非运算后产生的窄脉冲直接输入至SG3525 的3 脚外同步端，使得输出驱动频率和负载电流的频率同步．此时，MOSFET 的驱动频率fc完全由负载谐振回路的谐振频率决定．

2 验证试验

对笔者设计的的高频感应加热电源试验样机进行上电试验．试验所得参数如下表．

表1 试验样机参数Tab．1 The experimental parameters of the prototype

如图5 所示，此时该图显示为逆变器工作在表1 状态下的输出电压与电流反馈信号的波形，其中方波为输出电压信号波形，正弦波为电流反馈信号波形．在某负载条件下该样机已经开始正常工作并调功率．

此时功率超过6 kW，工作频率为108．8 kHz，针对课题组前期采用PWM 调功方式的高频感应加热电源［12］(100 kHz/200 W)，该样机在频率稳定性和功率上有了显著提高，同时通过优化该样机的电路布局，减小了体积．在实验过程中，随着谐振频率的提高和工件体积的减小，加热速度加快．

图5 输出电压信号波形与电流反馈信号波形Fig．5 The output voltage signal waveform and the current feedback signal waveform

图6 为输出电压信号与电流反馈信号下降沿展开50 倍的波形情况．从图中可以看出电压信号相位超前于电流反馈信号，此时系统工作在零电压开通(ZVS)状态，在该状态下MOSFET 开关损耗小，系统输出功率高．

图6 输出电压信号波形与电流反馈信号波形下降沿Fig．6 The failing edge of output voltage signal waveform and the current feedback signal waveform

3 结 论

笔者设计的试验样机是在大量试验的基础上完成的，所研制的高频感应加热电源采用新型频率跟踪电路，充分利用串联谐振的特点，使MOSFET 工作于零电压开通工作状态，减少了功率MOSFET 的开关损耗，减少了感应加热电源的加热时间，该样机能够满足高频感应加热的工作要求．在本设计中，输出功率虽然满足使用预期设计要求，但仍有提升空间，计划采用MOSFET 并联，进一步提高系统的输出功率． 该试验结果也表明所设计的系统能够很好工作在高频状态下，但需要注意的是，在高频情况下，寄生参数会对电路产生较大影响．

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