单相三电平电机驱动器中点平衡控制算法

钱月娥，沙友涛，戴 亮，施杨华，王 真

(中国电子科技集团公司第二十一研究所，上海200233)

0 引 言

三电平结构的电机驱动器具有输出电压谐波含量少、输出电压等级高、输出滤波器尺寸小以及开关管承受的电压应力低等优点，近年来越来越多地应用在中高压电机驱动、调速以及交流调压等领域，并逐渐成为研究的热点课题［1-4］。

直流母线电容的均压问题一直是三电平结构控制器应用的一个重要问题所在。直流母线电压的中点电位偏移会对三电平电路造成多种影响:(1)中点电位偏移会影响输出电压的对称性，增加输出电压的谐波含量，降低输出效率，影响输出性能;(2)中点电位偏移还会使功率器件承受的电压应力不均衡，提高了主开关管的耐压要求;(3)中点电位偏移还会造成直流侧电容耐压不均匀，降低电容的使用寿命，使三电平驱动器的各项优点向两电平靠拢甚至退后等。因此，对于三电平控制器研究中的一个重要任务就是中点电位的平衡控制。

目前抑制中点电位偏移的方法主要有硬件和软件两大类。硬件方面的方法主要是添加中点电压调节器或添加DC/DC 变换器等，对中点电位进行调节。这类方法会增加大量元器件，使驱动器的成本增加，可靠性下降。软件方面主要有冗余小矢量调节［5］、零序分量和低频分量注入［6-9］、死区时间补偿［10］等方法。其中冗余小矢量调节法是基于SV -PWM 的控制方法;零序分量和低频分量注入法是针对三相三电平电路的控制方法。

本文对单相三电平SPWM 调制方式进行了详细研究，将三相三电平SVPWM 调制方式中的冗余开关状态方法融入到SPWM 调制方式中，给出一种新型的适用于SPWM 调制方式的单相三电平电机驱动器中点平衡控制方法。本算法属于软件方法，不会增加硬件成本;并且本算法基于SPWM 调制方法，算法简单，实用性强，也不会过多增加软件开销。本算法适用于各种单相三电平逆变器产品和级联高压变频器产品，在不改变原电路输出电压及输出电流的情况下，可以有效地将直流母线中点电位偏移控制在合适的范围内，增加了驱动器的稳定性。。

1 单相三电平驱动器电路结构及其开关状态

单相二极管嵌位型三电平驱动器拓扑结构如图1 所示。

图1 单相三电平驱动器电路结构

图1 中，M 表示负载电机，UPN表示总的直流母线电压，UON表示直流侧中点电压，Io表示中点电流，Iout表示负载电流，电流正方向如图1 中所示。图1中直流侧的中点电压UON可以通过硬件电阻分压的方式进行检测;负载电流Iout需要通过电流霍尔检测，以确定电流方向。这些检测回路在普通逆变器和变频器产品中都已存在，无需额外添加。

根据SPWM 调制方式的调制原理，单相三电平驱动器的每个桥臂有三种有效状态，用三态开关Sx(x=L，R;L 表示左桥臂，R 表示右桥臂)表示。Sx=P 表示开关器件1、2 开通，3、4 关断;Sx=O 表示开关器件2、3 开通，1、4 关断;Sx=N 表示开关器件3、4 开通，1、2 关断。左右桥臂组合，共有九种有效开关状态。设正常情况下直流母线电压UPN=2E，则各对应有效开关状态下，单相三电平控制器的输出电压和中点电流方向如表1 所示。

表1 各有效开关状态下输出电压和中点电流方向

从表1 可以看出，9 种不同的有效开关状态共对应了五种输出电压E，2E，0，-E，-2E，其中仅仅输出电压为2E 及-2E 时的开关状态是唯一不重复的，输出电压为E，-E 和0 时的开关状态分别有多种，也就是有冗余，在不影响输出电压的情况下，冗余状态可以互相替换。从表1 中还可以看出，开关状态分别为P 和N，N 和P，P 和P，O 和O，N 和N时，中点电流才为零，这时的中性点电位变化不会受负载电流影响;开关状态为P 和O，O 和N，O 和P，N 和O 时，会有中点电流注入或流出直流侧中点处，从而影响中点电位，在此将上述四种开关状态称为中间开关状态。本方法正是利用上述中间开关状态，对三电平驱动器的中点电位进行控制。中点电流方向与负载电流方向有关，图2 为负载电流为正时，Sx= PO，ON，OP，NO 四种开关状态下三电平驱动器的简化电路。

图2 四种开关状态下三电平驱动器的简化电路

从图2 中可以看出，Iout为正时，PO 和NO 状态会对直流侧中点注入电流，从而提高中点电位;OP和ON 状态会从直流侧中点流出电流，从而降低中点电位。Iout为负时则相反，PO 和NO 状态会降低中点电位，OP 和ON 状态会提高中点电位。本中点平衡控制算法就是根据当前中点电位状态和负载电流方向，选择合适的中间开关状态互相替换，对SPWM的调制结果进行修正，从而对直流侧中点电位进行调节。

2 基于SPWM 调制方式的单相三电平驱动器中点平衡控制算法

本中点平衡控制算法适用于SPWM 调制方式，由于单相三电平驱动器有多种SPWM 调制方法，具体的控制方案需要根据具体的调制方法来确定。下面以双载波层叠SPWM 调制方式为例进行说明。

图3 即为双载波层叠SPWM 调制方式原理图。该调制方式有两个调制波和两个载波，左右调制波分别控制左桥臂和右桥臂，两个调制波大小相等，相位相差180°(正负相反);上下载波分别控制每个桥臂的1、3 和2、4 开关器件，两个调制波大小相等，上下平移得到。由于开关器件1、3 的开关状态互补，2、4 的开关状态互补，所以仅需控制VL1，VL2，VR1，VR2 四个开关器件即可。

图3 双载波层叠SPWM 调制原理及其调制信号

如图3 所示，根据双载波层叠SPWM 调制方式的工作原理，在一个调制周期的前半周期，只有OO，ON，PO，PN 四种开关状态。其中ON 和PO 是可调节中点电位的中间开关状态，且在前半周期会交替出现;同理，调制波后半周期的四个开关状态为OO，OP，NO 和NP，其中OP 和NO 是可调节中点电位的中间开关状态，且在后半周期会交替出现。所以在调制波前半周期中可以通过ON 和PO 状态互换来调节中点电压;在调制波后半周期可以通过OP和NO 状态互换来调节中点电压。

下面给出基于SPWM 调制方式的单相三电平驱动器中点平衡控制算法的具体步骤:

(1)中点电位平衡控制使能判断:中点电压与1/2 直流母线电压进行比较，采用滞环比较方式，若中点电压超出逆变器允许的波动范围，则给出中点电位平衡控制使能信号;若中点电压回到稳定范围，则取消中点电位平衡控制使能信号;

(2)对三电平电路进行正常的SPWM 调制，得到各桥臂开关状态。若中点电位平衡控制使能，则根据中点电位和负载电流方向，选择合适中间开关状态，对SPWM 调制结果进行修正;

(3)若需要提高直流母线中点电压且负载电流方向为正，则用PO 状态替代ON 状态，用NO 状态替代OP 状态;

(4)若需要提高直流母线中点电压且负载电流方向为负，则用ON 状态替代PO 状态，用OP 状态替代NO 状态;

(5)若需要降低直流母线中点电压且负载电流方向为正，则用ON 状态替代PO 状态，用OP 状态替代NO 状态;

(6)若需要降低直流母线中点电压且负载电流方向为负，用PO 状态替代ON 状态，用NO 状态替代OP 状态。

3 控制算法仿真验证

本文使用Simulink 软件对上述控制算法进行仿真，主电路结构如图1 所示。取直流侧电容C1=18 mF 且C2=18 mF，负载电感取39 mH，负载电阻取1.765 Ω，开关频率为1 kHz，基波频率为50 Hz;直流母线电压UPN=1 600 V(直流)。

采用直流侧电容参数不一致的方式使中点电位发生偏移，取电容偏差值为10%，C1=18 mF，C2=16.2 mF。分别用常规SPWM 控制方式和加入中点电位平衡控制算法的控制方式进行仿真，仿真结果如图4 ～图9 所示。

图4 常规SPWM 控制方式中点电位差

图5 加入中点平衡控制算法后中点电位差

图6 常规SPWM 控制方式输出电压

图7 加入中点平衡控制算法后的输出电压

图8 常规SPWM 控制方式输出电流

图9 加入中点平衡控制算法后的输出电流

图4、图5 是中点电位与直流母线电压的一半(0.5UPN)相减后得到的曲线。可以看出，直流侧电容偏差10%后，中点电位偏移了42 V;加入中点平衡控制算法后，两个调制波周期内，中点电位偏差被抑制到0 V 左右，并在后期保持稳定。

图6、图7 是两次仿真输出电压曲线，图8、图9是两次仿真输出的电流曲线。显而易见，加入了中点平衡控制算法后，输出电压及输出电流并没有影响。

在实际应用中，市场上普通的电容精度一般为±10%，当2 个电容的值不完全相等时，便会像图4、图5 那样使电路的中点电压偏移，从而影响电路的性能。若每次都用万用表量取2 个容量完全相等的电容，既浪费时间，而且很可能测量到最后都无法找出2 个完全等值的电容。若用高精度的等值电容，既增加了硬件电路的成本，也有可能无法达到预期的效果。

采用加入中点平衡的控制算法，不仅能及时抑制中点电位偏差，以弥补硬件上的不足，还能不影响电路的输出电压及电流，从而使得驱动器的性能更加稳定。

4 结 语

本文提出一种基于SPWM 调制方式的针对单相三电平电机驱动器的中点平衡控制的算法，该算法利用SPWM 调制中的冗余中间开关状态，根据当前中点电位状态和负载电流方向，选择合适的中间开关状态互相替换，对SPWM 的调制结果进行修正，从而对直流侧中点电位进行调节。最后通过Simulink 仿真，验证了该算法的有效性。本文提出的中点平衡控制算法计算简单，实用性强，可以有效地将直流母线中点电位偏移控制在合适的范围内，且不影响原电路的输出电压及输出电流，更增加了驱动器的稳定性。

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