三相双向PWM 整流器模型与控制电路设计

王帮亭

(上海飞机设计研究院 电气系统设计研究部，上海 200235)

虽然多脉冲变压整流器具有简单可靠等优点，但如果为了减小输入电流谐波含量，要求脉冲数量尽可能多，随着脉冲数量的增多，多脉冲变压整流器的结构将变得复杂。同时，由于在多脉冲变压整流器的输入端加入了滤波电感，当输入电压频率增加时，其输入功率因数也要减小。PWM 整流器采用高频功率变换技术，能够有效的减小设备的体积、重量，且在一定频率范围内输入电流基本上正弦，且输入功率因数基本为1，且不受频率变化的影响，另外能量也可双向流动。

1 模型与控制电路设计

三相双向整流器主电路结构如图1 所示，采用三相电压源逆变器实现能量双向流动。三相交流母线电压波形如图2 所示，在一个周期内根据交流母线相电压的过零点划分为6 个区间［1］。

图1 主电路结构图

图2 相电压区间分配与三相同步电压信号

PWM 整流器的控制方法采用简单空间矢量下单周控制方法。该控制电路包含4 个部分:区间划分电路、电流选择电路、驱动选择电路和单周控制电路［2］。

(1)区间划分电路。用于进行三相电压区间划分，检测三相输入电压矢量处于哪个区间。该部分由3 个结构相同的电压比较器U1A、U1B 和U2A 组成，通过输入电压与零电平比较进行区间划分。

(2)输入电流选择电路。根据电压矢量区间划分信号选择输入的电源电流以确定ip、in相对应的值。

(3)驱动选择电路。根据电压矢量区间划分信号确定Qp、Qn相对应的控制主电路开关的导通和关断的驱动信号。

(4)单周控制电路，是整个控制电路的核心，控制算法运算的单元。

由于主电路采用桥式结构，为防止上下桥臂发生直通的现象必须加入死区电路，死区形成电路如图3所示。

图3 死区形成电路

在三相三桥臂三相三线制和三相四桥臂三相四线制有源电力滤波器中，均需要采样电压为三相电源电压Va、Vb、Vc和直流侧电容电压E。三相电源电压Va、Vb、Vc采用电压传感器得到，能够实现主电路与控制电路的电气隔离，采样电路共3 路，结构相同，其中一路的电路如图4 所示，直流侧电容电压E 采用采样电阻分压得到。

图4 电压采样电路

2 电路参数设计

为了系统能够稳定运行，功率主电路直流侧电容电压必须满足一定条件。首先，直流侧电压必须足够高以保证系统工作在升压模式;第二直流侧电容电压如果过高会提高器件的耐压定额，增加系统成本，同时也降低系统的可靠性;第三直流侧电压过高会造成系统局部不稳定。直流侧电容电压的取值范围为

本系统中电网电压ua=ub=uc=(115±15%) V(有效值)，由式(1)可得，直流侧电容电压取值为360 V ＜E ＜480 V。

直流侧电容的主要作用有:(1)缓冲整流器交流侧与直流侧负载建的能量交换，且稳定直流侧电压。(2)抑制直流侧谐波电压。一般而言，从满足电压环控制的跟随性指标看，直流侧电容应尽量小，以满足直流侧电压的快速跟随控制;从满足电压环控制的抗扰性指标分析，直流侧电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态压降［3］。

由跟随性指标可根据式(2)求得直流侧电容容量的上限值

式(2)中，tr为直流侧电压从初始值跃变到直流母线电压E 的上升时间。

由抗扰性指标可根据式(3)求的直流侧电容容量的下限值［4］

式中，ΔE*为直流侧电压最大动态降落。

由式(2)和式(3)可得电容上、下限取值之比λC为［5］

实际上，式(4)的条件一般不能满足，因此应根据实际情况考虑［6］。

在本系统中，要求纹波电压ΔE 不超过直流侧平均电压E 的2%［4］，即ΔE=2%×E，直流侧平均电压E 通过PI 调节器设置为380 ～450 V［7］，PWM 整流器的功率PN(t)为6 kW，电源为ua=ub=uc=(115±15%) V(有效值)/400 Hz。在实际电路中采用两个相同的电解电容(470 μF/450 V)并联构成直流侧电容［8］。

PWM 整流器的容量S=3UI，U 为电网相电压有效值［9］，I 为电网输出相电流有效值。PWM 整流器容量为6 kVA，电网额定相电压有效值为115 V。因此，可求得三相电网相电流峰值为25 A。

按照主电路电流电压要求，并留取一定余量，考虑到功率器件的开关速度、驱动电路的简洁、散热快、安装方便，选用6MBP75RA060 IPM 智能模块，额定电流为75 A，额定工作直流电压为600 V［10］。

交流侧电感根据式(5)选取，选取电感值为0.8 mH［11］。

3 仿真与试验结果

采用上述设计方法的仿真结果如图5 和图6 所示。

图5 负载从电网吸收能量到向电网反馈能量时的转换过程

图6 负载向电网回馈能量到从电网吸收能量时的转换过程

如图5 和图6 所示，当负载在从电网吸收能量和向电网反馈能量两种工作状态转换时，三相交流输入电流能够平滑的转换。在两种模式下，三相交流输入电流均为近似正弦，当负载在从电网吸收能量工作状态时，三相交流输入电流与三相交流输入电压同相，整流器工作在整流模式从电网吸收能量;当为向电网反馈能量工作状态时，三相交流输入电流与三相交流输入电压反相，整流器工作在逆变模式向电网回馈能量。Vm的变化反映了整流器工作模式的变化，当负载稳定工作时Vm为一常量，当负载由从电网吸收能量电向电网反馈能量时Vm减小;当负载向电网反馈能量到从电网吸收能量时Vm增大。

实验波形如图7 和图8 所示，电压衰减了10 倍，电流为20 mV 对应1 A。图7 为负载从电网吸收能量时A 相输入电压和A 相输入电流的实验波形;图8 为负载向电网反馈能量时A 相输入电压和A 相输入电流的实验波形。由图7 可知，负载从电网吸收能量时，A相输入电流为与A 相电压同相的正弦波;由图8 可知，负载向电网反馈能量时，A 相输入电流为与A 相电压反相的正弦波。

图7 负载从电网吸收能量时实验结果

图8 负载向电网反馈能量时实验结果

4 结束语

由仿真和试验结果可知，按本文所述方法设计的PWM 整流器，网侧电流波形基本保持正弦，且输入功率因数基本为1，不受频率变化的影响，另外能量也可双向流动。由此表明，本文给出的控制电路设计方法和参数设计，可达到抑制谐波电流的目的，满足直流侧电压的抗干扰性和动态稳态性能，为PWM 整流器参数的设计提供了参考。

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