一种移相全桥DC/DC 变换器的设计

2015-03-06张庆磊王珍珍王传刚

电子科技 2015年10期

杨亮，张庆磊，王珍珍，王传刚

(西安电子科技大学电子工程学院，陕西西安 710071)

随着DC/DC 变换器输出功率的不断提高，其各项性能也向着高频、高功率密度、轻便化的方向发展。采用移相全桥零电压软开关控制方式的DC/DC 变换器在降低开关损耗的同时，提高了系统效率及稳定性，因此在通信、计算机及工业控制领域得到了广泛应用。本文主要讨论设计一种升压式的移相全桥ZVS(Zero Voltage Switching)DC/DC 变换器。

1 系统总体设计

设计的DC/DC 升压变换器，采用闭环反馈控制具有较完善的自身调整功能。如图1 所示，其主要由:输入、输出整流滤波，移相全桥系统，驱动电路，DSP 控制系统，辅助电路和反馈电路组成。其中，DSP 控制电路主要包括以TMS320F2812 处理器为核心的移相控制PWM 产生电路、及其供电、时钟、复位电路等，反馈电路包括:电压采样电路、差值电路、PI 调节电路，控制辅助电路又包括:辅助电源、保护电路等。

图1 系统原理框图

2 主要分系统设计

2.1 移相全桥电路

移相控制零电压开关DC－DC 全桥变换器(Phaseshifted Zero Voltage Switching)，利用主电路中功率管的寄生电容及串联在变压器原边的电感Lr或原边漏感的特性来实现全桥的ZVS［1］。主电路如图2 所示。

D1～D4和C1～C4分别是功率管M1～M4内部寄生的反向并联二极管、寄生电容，Lr为变换器原边谐振电感，由原边串联电感和原边漏感组成，TR 为输出变压器，DR1和DR2为输出整流二极管。对于全桥变换器对角位置的两个功率管来说，其驱动波形并不同步而是相差一定的相位，即其的导通存在一个移相角α。称M1、M3为超前桥臂，M2、M4为滞后桥臂，无论是超前桥臂还是滞后桥臂，上下两只功率管总是互补导通，且带有一定的死区。可以通过改变驱动信号相移角α的宽度来调整对角管的导通状况［2］，从而达到稳定输出电压的目的。

图2 移相全桥电路结构

图3 主电路工作波形

分析可知两个桥臂实现ZVS 的条件不同，超前桥臂容易实现，而滞后桥臂比较困难［2］。然而，如果提供的条件达到了滞后桥臂实现ZVS 的要求时，超前桥臂也就满足了ZVS 的条件。因此可采用增加谐振电感和增大励磁电流方法使滞后桥臂满足ZVS 软开关技术条件。

2.2 DSP 控制电路

DSP 控制部分主要采用TI 公司的TMS320F2812处理器。主要用到DSP 芯片的ADC 和EV(事件管理器)两个主要功能模块。其中ADC 模块主要负责对电路参数进行采样，采样结果经一系列运算后由EV 的PWM 单元产生脉宽调制信号控制开关管的状态，进而调节占空比，以实现对输出电压的控制。

(1)电压采样电路。设计中的电压采样电路如图4所示，其核心功能是完成对输出电压的采样，将采样到的电压信号送入到DSP 进行运算处理。由于DSP系统采用低电压3.3 V 供电，而负载端输出为较大的直流电压，为有效控制采样过程中噪声信号对DSP 系统控制回路造成不良影响，因此在采样电路和DSP 控制回路之间施加隔离［3］。设计中采用了性能稳定、线性度好、抗干扰能力强的线性光耦TLP521－2［4］。

图4 电压采样电路

(2)移相控制PWM 信号的产生。鉴于位于同一桥臂的两个功率管PWM 驱动波形相位相差∏，且两个桥臂的死区时间可按要求进行调整，同时4 个功率管各自的驱动信号占空比应固定不变，加之移相角α(0≤α≤180°)由闭环反馈系统来控制调整，这3 个要求本设计采用TMS320F2812 处理器，利用全比较器CMPR1产生超前桥臂的互补PWM 驱动信号，全比较器CMPR2产生滞后桥臂的互补PWM 驱动信号。在周期中断中分别给两个比较器装载上升沿计数比较门限值，在下溢中断中分别装载下降沿计数比较门限值［5］，如图5 所示。

图5 移相控制PWM 发生原理

2.3 驱动电路

设计中功率管工作在高频开关状态下，DSP 控制芯片易受外界干扰，为保证DSP 系统可靠工作，因此需在功率管与PWM 驱动信之间采取隔离措施。因此设计中采用的驱动芯片是IR2104S，其通过自举方式，可提供10 ～20 V 的输出电压以及130 ～270 mA 的电流，足以驱动功率管工作。由于每个芯片可输出两路互补的驱动信号，所以需要两块芯片来驱动整个全桥［6］，其半桥驱动电路如图6 所示。

图6 半桥驱动电路

3 系统仿真

假定本设计的DC－DC 变换器技术指标为:输入电压DC 50 V(±20%);输出电压DC 200 V;开关频率20 kHz;最大输出功率2 000 W;整机效率η≥90%;输出电压纹波系数≤2%，则可计算变换器主电路中各器件的参数［7－8］如图7 所示。

图7 变换器主电路结构及参数配置

设定高频变压器的原副边匝数比为1∶6，功率管选用态内阻小、压降低、驱动功率小、开关速度快的MOSFET 管，型号为IXTQ82N15P，其参数为VDSS=150 V，ID=82 A，RDS(on)=35 mΩ。主体电路运用了Matlab 2008 中功能比较完善的可视化仿真工具Simulink，实现系统模型动态的仿真和分析。

模型仿真得到超前桥臂和滞后桥臂的基准信号，如图8 所示。基准频率为20 kHz，可看出滞后桥臂的基准信号比超前桥臂的延迟了约5 μs，将两个桥臂的基准信号与反馈信号经比较运算后就可输出具有一定相位差的PWM 驱动波形。

图8 两个桥臂基准信号

4 路开关管驱动波形，如图9 所示。可看出功率管M1、M3的波形超前M2、M4的波形一段时间，同一桥臂两功率管的PWM 驱动波形互补且有一定的死区时间。

图9 功率管驱动波形

如图10 所示，为超前桥臂功率管M1、M3两端的电压波形和其对应的驱动波形。可看出，在PWM 信号彻底关断后，约延时2 μs 后功率管两端的电压才上升到高电平，此时功率管关断，实现了零电压关断(Zero Voltage Turn－off);在PWM 信号的上升沿到来之前，功率管两端的电压已经降到零，从而为零电压开通(Zero Voltage Turn－on)做好了准备。

图10 超前桥臂ZVS 波形

如图11 所示，为滞后桥臂功率管M2、M4两端的电压波形和其对应的驱动波形。可看出，在PWM 驱动信号彻底关断之后和高电平来临之前，功率管两端的电压均出现短暂的拖尾现象，并未完全实现ZVS，而是以一个相对较低的电压实现了关断和开通，从而验证了滞后桥臂实现ZVS 比较困难的结论。然而功率管的开通均是在较小的电压情况下进行的，所以也达到了降低开通损耗的目的。