非接触式励磁电源的谐振补偿分析

闫美存，王旭东，刘金凤，于勇

（哈尔滨理工大学汽车电子驱动控制与系统集成教育部工程研究中心，黑龙江哈尔滨 150080）

非接触式励磁电源的谐振补偿分析

闫美存，王旭东，刘金凤，于勇

（哈尔滨理工大学汽车电子驱动控制与系统集成教育部工程研究中心，黑龙江哈尔滨 150080）

针对新能源汽车驱动电机励磁系统中电刷与集电环对整车运行带来安全隐患的问题，提出了一种非接触式同步电机转子励磁的方法，并采用了谐振补偿方法以提高非接触式励磁能量传输效率。研究了非接触式励磁系统的工作原理与系统结构，建立了松耦合变压器的互感模型并分析了松耦合变压器的特性，给出了非接触式励磁电源谐振补偿系统的设计原理，分析了非接触式能量传输系统的传输特性。仿真与实验结果表明:采用串联－串联谐振补偿方式可以对非接触式变压器中漏感所带来的效率损失进行有效的补偿，能够增加变压器副边电流与电压的幅值;当电源工作在完全谐振状态下时，通过谐振补偿可大幅提高非接触式同步电机励磁电源的传输效率。

无刷直流电机;非接触式励磁;松耦合变压器;谐振补偿;励磁电源

0 引言

车载驱动电机作为新能源汽车的关键零部件之一，其性能的优劣将会直接影响整车的性能［1］。目前正在应用或开发的新能源汽车内使用的驱动电机中永磁同步电动机占据了绝对主流的地位。永磁同步电机同时拥有交流电机与直流电机的优点，且体积小、转速高，然而永磁同步电机成本高，磁场调节困难［2－3］。相比之下励磁同步电机其结构独立，通过励磁电流的建立可以灵活控制和调节励磁磁场，并且成本低［4］。但电刷的存在使系统运行故障率较高，还会给驱动系统带来严重的电磁干扰，为整个车载系统的安全运行带来不小的隐患［5－6］。

目前国内外的无刷励磁大多都是交流励磁机加旋转整流装置，也有学者提出了无刷无励磁机的结构，其电机定子绕组采用两套三相绕组并联或一套三相绕组加一套直流绕组的结构，后又有日本学者提出了利用气隙磁场的五次谐波进行励磁的方案。但目前这些无刷励磁系统均存在以下缺点:首先，增加了附加绕组或附加装置，使电机结构变得复杂，降低了铁心利用率，导致了功率密度的下降;其次，利用谐波会使电磁关系更加复杂化，使得电机的性能方面存在励磁电流与转矩脉动、励磁电流调节困难、励磁性能差、电机整体效率低等问题［7－8］。

本文所研究的非接触式同步电机励磁电源正是对传统的励磁方法进行了创新设计，将非接触式能量传输技术应用于新能源汽车同步电机的励磁系统中，不仅可以很好的解决电刷与滑环对汽车运行所带来的安全隐患问题，还能省去传统无刷励磁系统中的励磁机部分。该系统既可以用于电励磁，也可以用于复合励磁。本文研究了非接触式励磁系统的工作原理，建立了松耦合变压器的互感模型，并采用谐振补偿方式解决非接触式能量传输系统传输效率过低的问题，着重分析了非接触式励磁电源的谐振补偿系统原理与传输特性。最后通过仿真分析与样机实验对理论进行了验证。

1 非接触式励磁电源原理与结构

1.1 非接触式励磁电源工作原理

非接触式同步电机励磁电源采用高频开关电源技术，利用电磁感应耦合原理实现同步电机励磁能量的转换与传输，逆变器通过高频PWM信号控制的开关管将供电电源输入的直流电变换为高频交流电，罐式变压器将原边能量以非接触的形式耦合到副边，经整流后对转子进行励磁。非接触式同步电机励磁电源的原理如图1所示，该励磁电源主要由高频DC－AC变换器、非接触式磁罐变压器、ACDC整流装置和励磁绕组组成。

图1 非接触式同步电机励磁电源原理图Fig.1Contactless synchronous motor excitation power supply principle diagram

图1中左边虚线框内为同步电机定子部分，右边虚线框内为同步电机转子部分，其中最为核心的就是起非接触能量传输作用的磁罐变压器，由于采用了圆形磁罐变压器，所以当次级铁心随着转子转动时，其磁路几乎不受任何影响，并且不存在接触时容易产生的电火花，器件磨损与导线裸露等不安全因素，完全杜绝了滑环和电刷所带来的缺陷。利用该变压器可以取代励磁系统中的集电环和电刷，实现了真正意义上的无需附加励磁电机的无刷励磁。若在该励磁电源的基础上增加调节控制装置，则可以通过调节变换器中开关管的占空比从而对输出电压进行调节，进而达到调节磁通大小的目的。

1.2 非接触式励磁电源基本结构

图2所示为非接触式同步电机励磁电源的装配示意图。图3为励磁电源的剖面图。磁罐变压器的次级铁心和整流器与电机转子铁心和励磁绕组同轴排列，励磁电源的另一部分安装在同步电机定子上，控制器和逆变器放置在定子壳体空腔内，共用直流母线排列于定子壳体内表面，而磁罐变压器初级铁心固定在电机定子端部，并与磁罐变压器的次级铁心相对，初、次级间留有一定气隙。

图2 非接触式同步电机励磁电源装配示意图Fig.2Contactless synchronous motor excitation power supply assembly diagram

图3 装配剖面图Fig.3Assembly section diagram

2 松耦合变压器的建模与特性分析

2.1 松耦合变压器的建模

磁罐变压器是一种旋转可分离的变压器，当原边或副边旋转时，另一边可不受其影响，从而使整个变压器依旧正常的进行能量传输，并且由于罐式变压器具有良好的电磁兼容屏蔽性和互换性。因此，非接触式励磁电源中的高频变压器采用的是罐式变压器，它是非接触式同步电机转子励磁系统的核心组成部分。磁罐变压器的电磁耦合原理图如图4所示。

图4 磁罐变压器电磁耦合原理图Fig.4Magnetic tank transformer electromagnetic coupling principle diagram

在松耦合状态下，由于漏感较大，常用的T型等效模型虽仍可对其进行建模，但会增加等效模型的复杂性。经研究发现，在变压器互感模型中，引入映射电压后，变压器次级绕组对初级绕组的影响可通过映射电压来表示，而映射电压和感应电压均可用互感来表示，无需对互感与漏感分别进行表示，因此用互感模型来表示非接触式松耦合变压器的等效电路更为简洁与方便。非接触式松耦合变压器互感模型如图5所示。

图5中，R1、R2分别为初级绕组、次级绕组的等效内阻;L2、L2分别为初级绕组、次级绕组的自感; ZL为系统等效负载;ω为电源的角频率;M为初级绕组与次级绕组之间的互感，其大小主要取决于线圈的自身特性。

图5 非接触式松耦合变压器互感模型Fig.5Contactless loosely coupled transformer mutual inductance model

令Zr2=（ωM）2Y22，由式（1）可知原边输入阻抗为Z11+Zr2，其中Zr2为映射阻抗，它是副边回路的阻抗对原边回路影响的等效阻抗，可通过互感来表示。映射阻抗Zr2与副边回路阻抗Z22的性质相反，即当Z22为感性时，Zr2为容性;当Z22为容性时，Zr2为感性。

2.2 松耦合变压器的特性分析

在松耦合变压器中，气隙对变压器的漏感和耦合系数有很大的影响，进而降低变压器的传输功率。因此，应对各个因素对耦合系数的影响进行逐一的分析与设计，以保证非接触式磁罐变压器工作在最佳工作点。

对于松耦合变压器来讲，不同的线圈结构会对变压器的耦合系数有很大的影响。本文在Ansoft环境下，针对两种不同的线圈结构进行了仿真分析。结构A中的原、副边线圈均尽可能的靠近磁罐变压器的中心磁柱;结构B则最大化了原、副边线圈的正对面积，并在所需气隙允许的情况下尽量靠近。图6所示为相同气隙下，不同线圈结构的磁力线分布。

图6 松耦合磁罐变压器不同线圈结构的磁力线分布Fig.6Distributions of magnetic field lines with different loosely coupled magnetic tank transformer coil structure

将两种结构下耦合系数的仿真数据进行拟合后，可得到不同线圈结构下，松耦合磁罐变压器耦合系数随气隙变化情况，如图7所示。

图7 不同线圈结构下耦合系数随气隙变化曲线Fig.7The curves of coupling coefficient with the air gap with different coil structure

经析后可知，线圈结构B中的磁力线能似垂直地通过原、副线圈间的气隙，且磁罐内部漏磁小，所以可有效的减少松耦合变压器的漏感，从而提高其耦合系数。

松耦合变压器中气隙的大小直接应影响了耦合系数与整个电源的传输功率。对不同气隙下采用结构B的松耦合变压器进行仿真，并将各参数数据进行拟合后，便可得到松耦合磁罐变压器各个参数随气隙增加的变化情况，如图8所示。

由图8可知，随着松耦合磁罐变压器气隙的增大，其原、副边线圈电感及互感均急剧变小，而变压器漏感则不断变大。所以在机械设计允许的情况下，应尽量对气隙进行最小化处理。

图8 松耦合磁罐变压器各参数随气隙变化曲线Fig.8The curve of loosely coupled magnetic tank transformer parameters change with the air gap

3 非接触式能量传输系统谐振补偿分析

在非接触式能量传输系统中，由于变压器工作在松耦合状态下，初、次级绕组间存在一定长度的空气磁路，因此其耦合系数比常规紧耦合装置小的多。为了提高非接触式能量传输系统电源侧的功率因数，降低供电电源的VA值，减小原边漏感形成的电压降，通常需要利用谐振原理对松耦合变压器的原边绕组进行补偿;同时，为了增强系统的功率传输性能，提高功率传输效率，还需要对松耦合变压器的副边绕组感抗进行谐振补偿［9－10］。

3.1 映射阻抗特性分析

从松耦合变压器互感模型的等效电路可以看出，副边阻抗会通过互感映射到原边，从而对其产生影响，可以通过映射阻抗来表示该影响。由于负载电阻一般远大于原、副线圈内阻，所以为简化阻抗分析可忽略原、副线圈内阻，则电源输入阻抗为

由式（4）和式（5）可以推算出，当副边未加补偿电路时，松耦合变压器副边反映到原边的阻抗为容性阻抗。当频率不断增大后，映射电阻会随之增大。但在某一特定频率与负载下，映射电阻存在一个最大值，映射电抗始终都为负值;当负载不断增加时，映射电阻与映射电抗均趋近于零，且映射阻抗与副边阻抗性质相反。

原、副边分别采用串联和并联补偿时的原边等效阻抗Z11－S、Z11－P与副边等效阻抗Z22－S、Z22－P分别为

在忽略线圈损耗后，通过进行公示推导可得系统从原边传输到副边的功率P为

由式（11）可见，从原边传输到副边的功率与映射电阻成正比，即映射电阻直接反映了系统的功率传输性能［11］。当系统各参数已经确定时，由式（10）可以看出，映射电阻不仅随系统运行频率的变化而变化，还会随负载的变化而变化，用仿真计算的方法可得到映射电阻与工作频率、负载电阻之间的关系。图9与图10所示分别为副边进行串联谐振补偿与并联谐振补偿后，映射电阻与工作频率、负载电阻之间的三维关系曲线。

由图9与图10可见，副边无论是采用串联补偿或是并联补偿时，曲线在谐振频率时的映射电阻达到最大值，即从原边传输到副边的有功功率也为最大值。当运行频率偏离谐振频率时，映射电阻迅速下降。不同之处在于在此频率下，当副边采用串联补偿时，映射电阻与副边得到的有功功率与负载电阻成反比;当副边并联补偿时，映射电阻与副边得到的有功功率与负载电阻成正比。无论副边采用串联补偿还是并联补偿，都是为了提高负载所获得的输出功率和变换器的效率。

图9 副边串联补偿映射电阻与工作频率、负载电阻关系曲线Fig.9Reflected impedance relationship and working frequency，load resistance relationship curve with secondary series compensation

图10 副边并联补偿映射电阻与工作频率、负载电阻关系曲线Fig.10Reflected impedance relationship and working frequency，load resistance relationship curve with secondary parallel compensation

3.2 原边与副边补偿特性分析

原边补偿网络中的补偿电容可以平衡原边的漏感抗和副边的映射感抗，降低变换器电压电流的额度，从而降低其视在功率，提高整个非接触式同步电机转子励磁系统的功率因数。副边补偿网络的作用主要是增加从原边到副边传输电能的能力。

想要获得最大的负载功率，要求原、副边均工作在系统工作频率下的谐振点处。根据谐振状态公式（12）对副边回路进行补偿时，当系统副边电感和工作频率均已为定值后，便能确定副边补偿电容CS为

将式（13）带入式（9）与式（10）中，可得副边串联和并联谐振时的副边等效阻抗为

由式（16）和式（17）可以看出，当副边为串联补偿网络时，副边对原边的阻抗是阻性的;当副边为并联补偿网络时，副边对原边的阻抗是容性的，与副边不加补偿网络时相同。

对于不同的副边补偿方式，原边的等效阻抗如式（18）～式（21）所示。

为了使系统传输的有功功率最大，则需令Z11的虚部为零。据此，选择了适当的原边补偿电容值后，系统工作在完全无功补偿状态下。不同补偿方式下完全无功补偿的原边补偿电容取值如式（21）～式（24）所示。

此时系统原边视在功率最小，等效负载达到了最大传输功率。

3.3 补偿电路功率传输特性分析

分别对松耦合变压器的原、副边进行串电容谐振补偿和并电容谐振补偿，则能够得到4种基本谐振补偿拓扑结构，如图11所示。

图11 四种基本谐振补偿电路Fig.11Four basic resonance compensation circuit

不同的补偿结构对系统能量传输有不同的功率特性，电路采用不同补偿方式时等效负载所获得的功率如式（25）～式（28）所示。

为分析非接触式能量传输谐振补偿系统的功率传输特性，分别对4种补偿电路在原边输入电压恒定的条件下进行了仿真计算分析，仿真结果如图12所示。

当原边输入电压为恒定值时，系统原副边线圈分别采用串联－串联补偿与串联－并联补偿时，等效负载所获取功率分别与负载大小成正比与反比关系;当系统并联－串联与并联－并联补偿时等效负载在某一特定值下可获得最大传输功率。因各补偿系统的传输特性均不相同，故可根据实验需求选择最为适合的补偿系统。

图12 不同补偿方式时等效负载与传输功率关系曲线Fig.12Equivalent load and transmission power curve with different compensations

4 仿真及实验分析

由于串联－串联补偿方式不依赖于耦合系数与品质因素，相对于负载而言也是独立的，因此本文的仿真模型与实验样机的搭建中均采用串联－串联补偿方式。

对于非接触式同步电机励磁电源来讲，松耦合变压器是其核心部件，故先对其传输性能进行了仿真研究。在Matlab环境下对非接触式变压器系统建立了仿真模型。仿真条件为输入幅值为6 V的交流电压，变压器工作频率为100 kHz，等效负载为1 Ω。系统未加补偿时变压器原边电压、变压器副边电流与电压的仿真波形如图13所示。加入串联－串联补偿系统后的仿真波形如图14所示。

图14 松耦合变压器加入串联－串联补偿后的仿真波形Fig.14Loosely coupled transformer with series-series resonance compensation simulation waveform figure

通过对比仿真波形可以看出，加入串联－串联补偿系统后松耦合变压器副边电压幅值与电流幅值明显增加，传输功率也随之增加。

后又建立了非接触式励磁电源仿真模型，仿真条件为输入电压为12 V，工作频率为100 kHz，输出电压为12 V，额定功率为100 W。对非接触式励磁电源进行仿真后，可得原边、副边在不同等级补偿情况下电能传输情况的数据，如表1所示。

因副边采用的补偿方式为串联谐振补偿，副边等效阻抗为纯电阻负载，因此从副边映射到原边的映射阻抗也为纯电阻负载，则映射阻抗上所消耗的有功功率即为负载所能获得的有功功率。由表1可见，只有当原边串联补偿电容为31.6 μF，副边串联补偿电容为15.8 μF时时，负载所获得的有功功率为最大值。当串联电容值小于或大于此值时，负载电压、负载电流与传输功率均大幅降低。由此可以验证当电源开关频率与谐振补偿频率相同，即发生完全谐振时，系统的传输功率达到最大值。

表1 不同补偿电容时电源功率传输数据Table 1Power transmission data with different compensation capacitance

为了验证串联－串联补偿对非接触式励磁电源传输效率补偿的实验效果，设计了一套样机。非接触式同步电机励磁电源样机所采用的PWM控制芯片为TI公司的LM5035，其具有很高的集成度，可以有效的简化电路，从而使系统的稳定性能更高。非接触式同步电机励磁电源样机的输入电压为12 V，工作频率为100 kHz，输出励磁电流为8 A，额定功率为100 W。

为进行对比试验，先对未进行谐振补偿的励磁电源样机进行了实验，得到了其副边电流与电压波。未进行谐振补偿的非接触式励磁电源实验波形如图15所示。

图15 原、副边均未进行补偿时波形图Fig.15The primary，secondary side with no compensation waveform graph

从图15可以看出，当系统没有加入补偿电路时，由于变压器存在较大的漏感值，原边线圈中电流近似呈线性变化，磁芯工作在磁化曲线线性区。

后将串联－串联补偿电路加入到了非接触式励磁电源的样机中，实验波形如图16所示，其中图16（a）所示为负载3 Ω时的波形，图16（b）为负载1.5 Ω时的波形。

图16 加入串联－串联补偿后实验波形Fig.16With series-series resonance compensation waveform graph

将图15与图16中的实验结果进行比对后可得到以下实验结论:

1）当负载相同时，加入串联—串联谐振补偿网络后变压器原边线圈中的电流近似呈正弦波，说明原、副边的串联补偿电容通过与原、副边的电感产生的谐振，有效地减弱了漏感的影响。变压器副边的电压幅值增加，从而增加了电源的传输功率;

2）电源加入串联－串联补偿后，随着负载的增加原边谐振电流峰值变大但相位并未移动，谐振频率不变，说明串联－串联补偿情况下变负载对原边谐振频率无影响，并且副边电压不随负载的变化而变化。

后又对不同频率，不同气隙下的非接触式励磁电源样机进行了多组电源传输效率的实验，实验数据的拟合图如图17所示。

从图17的数据中可以看出，非接触式励磁电源样机在不同的开关频率下会对应不用的传输效率，只有当开关频率与谐振频率相同时，即电源工作于全补偿状态下时，励磁电源的输出功率最大，传输效率最高。相同开关频率下，气隙越大电源效率越低。但无论气隙如何变化，均是在开关频率与谐振频率相同时电源传输效率达到最大值。以上结论均与理论分析结果相同，可以很好的验证本文所提出的理论的正确性与可行性。

图17 不同气隙下电源效率随开关频率的变化曲线Fig.17The curve of power efficiency under different air gaps and switching frequency

5 结论

本文提出了一种采用松耦合变压器作为同步电机励磁电源能量传输的核心部件，以实现励磁电路非接触式的方法。非接触式同步电机转子励磁电源通过对谐振补偿系统的设计与传输特性的分析，有效提高了非接触式同步电机励磁电源的能量传输效率。通过仿真与实验研究验证了串联－串联补偿方式对于松耦合变压器漏感损耗的补偿效果与提高非接触式励磁电源能量传输效率的性能。

［1］李亚伟，朱熀秋.新型内置式无轴承永磁同步电机设计与电磁分析［J］.武汉大学学报:工学版，2013，46（5）:134－139.

LI Yawei，ZHU Huangqiu.Design and electromagnetic analysis for new interior bearingless permanent magnet－type synchronous motors［J］.Engineering Journal of Wuhan University，2013，46 （5）:134－139.

［2］耿伟伟，张卓然，于立，等.新型并列式混合励磁无刷直流电机结构原理及其磁场调节特性［J］.电工技术学报，2013，28 （11）:131－138.

GENG Weiwei，ZHANG Zhuoran，YU Li，et al.Operation principle and flux regulation characteristics of a new parallel hybrid excitation blushless DC machine［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28（11）:131－138.

［3］卜德明.电动汽车用永磁无刷直流电机换相转矩脉动控制研究［D］.哈尔滨:哈尔滨工业大学，2013.

［4］LIU Zhi，LIU Baifen.Robust control strategy for the speed control of brushless DC motor［J］.Journal of Harbin Institute of Technology，2013，20（2）:91－94.

［5］RUUSKANEN V，NIEMELA M，PYRHONEN J.Modelling the brushless excitation system for a synchronous machine［J］.IET E-lectric Power Applications，2009，3（3）:231－239.

［6］夏长亮，方红伟.永磁无刷直流电机及其控制［J］.电工技术学报，2012，27（3）:5－34.

XIA Changliang，FANG Hongwei.Permanent－Magnet brushless DC motor and its control［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27（3）:25－34.

［7］李优新，王胜强，黎勉，等.一种新型混合励磁电机驱动系统的研究与实现［J］.电力电子技术，2013，47（11）:78－80.

LI Youxin，WANG Shengqiang，LI Mian，et al.Study and realization of a novel HESM drive system［J］.Power Electronics，2013，47（11）:78－80.

［8］COVIC G A，BOYS J T，KISSIN M L G，et al.A three－phase inductive power transfer system for roadway－powered vehicles［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（6）: 3370－3378.

［9］MARUYAMA T，YAMAMOTO K，KITAZAWA S.A study on the design method of the light weight coils for a high power contactless power transfer systems［C］//The 15th International Conference on Electrical Machines and Systems，October 21－24，2012，Sapporo，Japan.2012:1－6.

［10］封阿明.基于全桥谐振变换的分解出电能传输系统基本特性研究［D］.南京:南京航空航天大学，2011.

［11］毛常亮.非接触式能量传输技术的研究与设计［D］.上海:上海交通大学，2008.

（编辑:刘琳琳）

Analysis of contactless excitation power supply resonance compensation

YAN Mei-cun，WANG Xu-dong，LIU Jin-feng，YU Yong
（Ministry of Education Engineering Research Center of Automotive Electronics Drive Control and System Integration，Harbin University of Science and Technology，Harbin 150080，China）

For the problem that the brush and slip ring of new energy vehicles’drive motor excitation system may bring some safe hidden troubles when the car is running，a method of contactless synchronous motor rotor excitation was proposed，and the resonance compensation method was adopted to improve the contactless excitation energy transfer efficiency.The working principle of contactless excitation system was studied，the mutual inductance model of loosely coupled transformer was established and the characteristics of the loosely coupled transformer was analyzed，the design principle of contactless excitation power supply resonance compensation system was presented and the transmission properties of the contactless energy transmission system were analyzed.The simulation and experimental results show that:the seriesseries resonance compensation can effectively compensate the efficiency loss caused by contactless transformer’s leakage inductance，and increase the current and voltage’s amplitude of transformer＇s second side.When the power supply works in all resonance condition，through the resonance compensation can significantly increase the transmission efficiency of contactless synchronous motor excitation power supply.

brushless DC motors;contactless excitation;loosely coupled transformers;resonance compensation;excitation power supply

10.15938/j.emc.2015.03.008

TM 464

A

1007－449X（2015）03－0045－09

2014－04－23

国家自然科学基金（E070303）

闫美存（1988—），女，博士研究生，研究方向为新能源汽车非接触式同步电机转子励磁系统;

王旭东（1958—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为汽车工程与汽车电子的理论研究与实践、新能源汽车及电机驱动控制等;

刘金凤（1978—），女，博士，副教授，研究方向为汽车工程与电力电子研究;

于勇（1985—），男，博士研究生，研究方向为新能源汽车非接触式同步电机转子励磁系统。

闫美存