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一种高增益交错并联正反激变换器

2015-02-18李洪珠杨学鹏

电源学报 2015年6期
关键词:钳位漏电二极管

李洪珠,杨学鹏

(辽宁工程技术大学电控学院,葫芦岛125105)

一种高增益交错并联正反激变换器

李洪珠,杨学鹏

(辽宁工程技术大学电控学院,葫芦岛125105)

传统的交错并联boost变换器升压增益很小,电压应力却很高。因此,提出了一种适用于可再生能源系统(光伏系统)的高电压增益变换器,利用电压乘法器模块(由开关电容和耦合电感组成)来提高升压增益的;分析了电路的工作模态,推导了升压增益和电压应力,并计算了传导损耗和效率;比较系统性能后,根据不同的性能指标针对该应用领域进行分析;最后通过实验样机实验证明了理论说法的正确性,结果证明该拓扑结构能够实现高达97.1%的转换效率。

Boost反激变换器;光伏(PV)系统;电压乘法器模块;高电压增益

引言

近年来,由于能源短缺和环境污染,可再生能源得到了广泛应用,世界各国都在大力开发新型可再生清洁能源,因此诸如太阳能光伏、超级电容储能系统等可再生能源的并网发电及其相关应用技术的研究在全球范围得到了广泛关注。但是光伏电池和超级电容等的输出电压很低,需要对其进行升压后再逆变并网。交错并联Boost变换器在燃料电池和光伏发电系统中得到了学者们的广泛关注,其采用交错并联方式后可以减小输入、输出电流纹波,改善变换器的动态响应,解决了在燃料电池和光伏电池发电系统中,输入电流纹波较大引起的电池的使用寿命降低和系统的安全可靠运行的问题,开关管的电压应力仍然等于输出电压,而且该变换器的升压功能也没有得到有效改善。但是,传统的交错并联boost变换器并不适用大功率场合的功率因数矫正,在重载或者较大电流纹波时,增加了开关损耗,降低了系统的效率。同时升压增益受到一定限制。为了有效提高直流变换器的电压增益,许多学者提出了多种具有高升压功能的变换器拓扑结构,研究了串联级联式直流升压变换器或带升压变压器的变换器,但是前者需要两级能量变换,其总体效率等同于各级变换器效率之积,因此为了获得较高的电压增益,该转换器需要级联结构,但却降低了转换效率,增加了成本。

反激变换器电路简单,广泛地应用于中小功率场合,通过调整反激变压器的匝比可实现高电压增益。但在低压输入高压输出应用场合,变压器原边匝数很少,导致变压器漏感所占激磁电感的比例明显增大,漏感不仅导致变换效率降低,同时会引起开关管关断电压尖峰过高,严重时击穿开关管,因此采用单独反激变压器不易高效率地传输能量。

基于上述考虑,本文提出了改进的高增益交错并联正反激变换器,把开关电容和耦合电感集成到变换器中,制造开关管的关断电压尖峰,提高电压增益和转换效率,降低开关损耗,减小电压应力。

交错并联正反激变换器可以改善变换器的电压变比,但该电路结构中开关管电压应力仍然较高。交错并联、开关电容等技术,实现了高增益、高效率变换,但存在开关管不共地、驱动控制电路复杂等问题。由此可以看出,针对光伏、燃料电池等低压可再生能源发电系统,研究兼有高电压增益、低开关电压应力、低输入电流纹波的直流变换器具有重要的理论意义和应用价值。本文采用2个耦合电感,提出一种新型输入/输出均为交错结构的升压型变换器,并通过实验验证理论分析的可行性。

1 工作原理

图1给出了交错并联升压电路拓扑结构。图中电压乘法器由2个耦合电感和2个开关电容器组成。将电压乘法器应用到传统的交错并联boost变换器中,构成了一个新型交错并联升压正反激结构。当开关闭合时电路为正激变换器,开关断开时电路为反激变换器。图2给出了变比恒定时用耦合电感代替变压器的变换器等效电路,耦合电感的初级线圈可减小电流纹波,次级线圈可增加电压增益。其中Lm1、Lm2是磁化电感;Lk1、Lk2是漏电感;Ls是二次侧等效电感;S1、S2是开关;Cc1、CC2是开关电容;C1、C2和C3是输出电容;DC1、DC2是钳位二极管;Db1、Db2是boost模式下的输出二极管;Df1、Df2是正反激操作时的输出二极管;n是变比。在CCM(CCM)模式下,开关占空比应都高于0.5,并且开关导通角互差180°。1个周期内8个模态的工作电路如图3所示,时序电路波形如图4所示。

图1 带电压乘法器的交错并联升压电路Fig.1 Interleaved parallel boost circuit with voltage multiplier

图2 变压器等效电路Fig.2 Tramsformer equivalent circuit

图3 变换器工作模态电路Fig.3 Operating mode of converter

图4 时序电路波形Fig.4 Waveforms of sequence circuit

模态1(t0,t1):在t=t0时,S2仍导通,S1开始闭合,二极管Dc1、Dc2、Db1、Db2和Df1反偏,如图4(a)所示。由图可见,漏电感LS通过正反激二极管Df2快速释放能量传递给输出端,最后LS的电流减少为0。因此,磁化电感Lm将能量传输给二次侧的耦合电感。Lk1电流线性增加,Lk2电流线性减小。

模态2(t1,t2):在t=t1时,S1和S2闭合,二极管全部反偏,如图4(b)所示。由于Vin直接给漏电感充电,所以通过Lk1和Lk2的电流都线性增加。

模式3(t2,t3):在t=t2时,S1闭合,S2关断,Dc1、Db1、Df2反偏,如图4(c)所示。Lm2中的能量转移到二次侧耦合电感中,电流通过系列漏电感LS流向输向电容C3通过正反激二极管Df1。S2上的电压被钳位电容Cc1钳位,该电压等效于boost变换器的输出电压。输入电压源、磁化电感Lm2、漏电感Lk2和钳位电容Cc2释放能量到输出终端,因此VC1是boost变换器输出电压的2倍。

模式4(t3,t4):在t=t3时,iDc2减为0。由于磁化电流的分布式,因此,二极管反向恢复损耗和传导损耗减少。除了钳位二极管Dc2,所有电源开关和二极管处于原有状态,如图4(d)所示。

模式5(t4,t5):在t=t4时,S1仍闭合,S2开始断开。二极管Dc1、Dc2、Db1、Db2和Df2反向偏置,如图4(e)所示。漏电感LS通过正反激二极管Df1快速释放储存能量到输出终端,通过漏电感的电流降低为0。因此,磁化电感Lm2仍然传输能量到二次侧耦合电感。通过漏电感Lk2的电流线性增加,另一个通过漏电感Lk1的电流线性减少。

模式6(t5,t6):在t=t5时,功率开关S1和S2,所有的二极管都是反向偏置,如图4(f)所示。通过漏电感Lk1和Lk2的电流都是线性增加的,由于通过输入电压Vin来充电。

模式7(t6,t7):在t=t6时,S2仍闭合,S1开始关断。二极管Dc2、Db2和Df1反向偏置,如图4(g)所示。存储在磁化电感Lm1的能量转移到二次侧耦合电感中,电流通过漏电感、正反激二极管Df2传输到输出电容C2。S1上的电压应力被钳位电容Cc2钳位,该电压等效于boost变换器的输出电压。输入电压源、磁化电感Lm1、漏电感Lk1和钳位电容Cc1释放能量到输出终端,因此VC1是boost变换器输出电压的两倍。

模式8(t7,t8):在t=t7时,iDc1减少为0,由于磁化电流分布式,因此,二极管反向恢复损耗和传导损耗减少。除了钳位二极管Dc1,电源开关和二极管仍然导通,如图4(h)所示。

2 稳态分析

为了简化变换器在CCM模式下电路性能分析,忽略暂态特性,假设如下:①变换器的所有器件都是理想的;②漏电感Lk1、Lk2和LS可忽略;③由于电容无限大,所以电容器电压是常数;④由于完全对称交错结构,相关的组件定义相应的符号如Dc1和Dc2。

2.1 升压增益

由于电容CC被钳位,所以CC上的电压等于输出电压为

当任意一个开关关断时,由式(1)可推出VC1为输出电压的2倍,即

当S2闭合S1关断时,VC2等于Ns1与Ns2的感应电压之和;当S1闭合S2关闭时,VC3也等于Ns1与 Ns2的感应电压之和。因此VC2、VC3的关系为

输出电压为

由式(4)可推出变换器的电压增益为

式(5)表明,在不需要较大占空比的情况下,该变换器也能够实现较大的升压变换增益,增益只与变比和占空比相关,曲线如图5所示。由图可见,当占空比接近0.6,变比为1时,电压增益达到原来的10倍。当变比变成5时,电压增益达到原来的30倍。

图5 增益变化曲线Fig.5 Curves of gain variation

2.2 电压应力分析

为了简化器件的电压应力分析,忽略电容纹波。则开关的电压为

式(6)表明,应用小功率、低导通电阻的MOSFET可以减小开关损耗和成本。即使变比为1时,开关上的电压也只是输出电压的1/2。这个性质决定了此变换器适合大功率场合应用。

二极管D0和Db的电压为

由式(7)、式(8)可知:二极管D0上的电压与相等。虽然二极管D0的电压应力大,但是只占输出电压Vo的一半(匝数比n=1时)。而二极管Db的电压等于与之差,同时接近S上的电压应力。电压增益随着匝比的增加而增加,二极管上的电压应力随着匝比的增加而较低。

二极管Df上的电压应为VC2与VC3之和,即

尽管Df上的电压随着匝比n的增加而增加,但Df上的电压应力总是低于输出电压。

2.3 导通损耗分析

忽略电容器的影响,电路中的传导损耗是由半导体组件和耦合电感的电阻引起的。图6给出了耦合电感和半导体元件的传导损耗等效电路。其中rL1和rL2是耦合线圈的初级绕组的铜线阻抗;rLS代表副边的铜阻抗。rDS1和rDS2为开关电阻;VDC1、VDC2、VDb1、VDb2、VDf1和 VDf2为二极管的正偏电压;rDC1、rDC2、rDb1、rDb2、 rDf1和rDf2二极管的导通电阻。

图6 带耦合电感和半导体损耗的等效电路Fig.6 Equivalent circuit with coupled inductors and semiconductor losses

计算导通损耗,通过所有器件的电流近似于通过直流器件的电流。假定磁化电流和电容电压为常数,同时电感和电容无限大,通过伏秒特性原理可推出电压转换比与导通损耗的关系为

因为二次绕组的匝数比n和耦合电感铜线阻抗成正比,耦合电感的铜线阻抗rLS=2nrL。则变换器的转换效率为

由式(11)可以知,当输入电压总和远高于所有二极管正偏电压或者负载阻抗远大于耦合电感和半导体器件的阻抗,提高效率。此外,占空比和副边耦合电感的铜线阻抗严重影响着变换器的效率。

2.4 电流分布式分析

电流分布式通过降低电流有效值来降低传导损耗,同时通过降低峰值电流来增加容量。非重载时,二极管Db和Dc实现了零电流关断,减少二极管反向恢复损耗。当负载不断增加时,二极管Dc关断之前只有电流iDC降低为0。即便在重载的情况下,仍然能够减低传导损耗、增加容量。

2.5 应用领域

该变换器与文献[4,8]中的高升压交错并联变换器进行性能比较如表1所示。通过表1可知,文献[4]中的变换器适合在直流微网中应用;文献[8]中的变换器适用于高升压变比、大功率的PV系统。这些变换器都使用了耦合电感和开关电容来实现升压,但额外的绕组或核心可能导致电路是昂贵和笨重。本文提出的变换器具有升压增益高,半导体器件电压应力低的特点,同时采用电流分布式结构,提高了系统的可靠性、容量和效率。此外,该转换器只用了2个一般的耦合电感,因此降低了成本和设计难度,因此新型高压能量变换器在可再生能量系统中得到了广泛的应用。

4 实验设计

1 kW高升压变换器的主要元件参数如下:Vin=40 V;V0=380 V,fs=40 kHz,Lm1=Lm2=133 μH,匝比n=1,S1和S2为IRFP4227型;二极管Dc1和Dc2为BYQ28E-200型;二极管 Db1、Db2、Df1和 Df2为FCF06A-40型;电容器Cc1、Cc2、C2、C3=220 μF;C1= 470 μF。

实验时考虑了变换器的组件选择和耦合线圈设计。由于转换器原边的漏电感电感值设计近似于电流的分布式效果,因此漏电感Lk1、Lk2选为1.6 μH。通过高升压增益性质可知,匝比n可以通过40 V原边输入电压和380 V输出电压来设置,这不仅减少了成本、体积和绕组的传导损耗,同时也减少了传输效率。

图7给出了满载(1 kW)时的主要波形。图7(a)表明 VDS1、VDS2被钳位在 50 V,同时给出了 VGS1和VGS2的电压波形;图7(b)给出了钳位二极管电压和电流,电压应力VDC1、VDC2高出VDS1、VDS2数倍,电流iDC1和在二极管关断之前降低为0,这减少了二极管的反向恢复损耗;图7(c)给出了Db1、Db2的电压和电流波形,VDb1和VDb2等于开关的电压,VDf1、VDf2与VDC1、VDC2相等。

负载与效率关系曲线如图8所示。由图8可见,该变换器最大传输效率高达97.1%。(P=400 W),满载时效率高达96.4%。

图7 实验波形Fig.7 Experimental waveforms

图8 负载与效率关系曲线Fig.8 Relationship curve of load and efficiency

5 结语

本文提出了一种新型高能量变换器,该拓扑结构不仅可以减小电压应力,还可以限制电流纹波,降低开关管损耗,延长电源使用寿命。同时由于无损耗被动钳位的性质,漏能量回收到输出终端,所以主开关上的较大电压纹波被减弱,进而提高了能量转换效率。最后,通过设计的输入电压40 V、输出电压380 V、额定功率为1 000 W的样机进行验证,结果表明转换效率高达97.1%。因此,新型高压能量变换器在可再生能量系统中具有良好的发展前景。

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A High Step-up Gain Interleaved Forward-flyback Converter

LI Hongzhu,YANG Xuepeng
(Faculty of Electrical and Control Engineering,Liaoning Technical University,Huludao 125105,China)

A novel high step-up converter has a low step-up gain but the current stress of it is very high.A conventional interleaved boost converter obtains high step-up gain is proposed.It is through a voltage multiplier module composed of switched capacitors and coupled inductors to achieve a high step-up gain.The configuration of the proposed converter not only reduces the current stress but also constrains the input current ripple,which decreases the conduction losses and lengthens the lifetime of the input source.Hence,large voltage spikes across the main switches are alleviated, and the efficiency is improved.After comparing the performance of the system,according to the different performance for the application domain is analyzed.The efficiency rank to 97.1%.Finally,the prototype circuit is operated to verify its performance.

boost flyback converter;photovoltaic system;voltage multiplier module high;step-up gain

李洪珠

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.6.131

:TP614

:A

李洪珠(1974-),男,博士,副教授,研究方向:电力电子及磁集成理论和电气安全,E-mail:xuepengy123456789@126. com。

2015-09-06

国家自然科学基金项目(51177067,50607007)

Project Supported by National Natural Science Foundation of China(51177067,50607007)

杨学鹏(1988-),男,通信作者,硕士研究生,研究方向:电力电子与电力传动,E-mail:xuepengy123456789@126.com。

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